I. 서 론
5G 통신 기지국에서는 주파수 이용효율 및 데이터 전송속도를 높이기 위해 PAPR(peak-to average power ratio)을 갖는 변조 신호를 사용한다. 특히 기지국 power amplifier는 큰 PAPR을 갖는 신호를 이용하는데 높은 선형성 규격이 요구되기 때문에 주로 최대출력전력보다 낮은 back-off 영역에서 동작하게 되어 power amplifier의 효율이 감소하게 된다. 이러한 back-off 영역에서 효율을 향상시키기 위해 비교적 간단한 구조를 갖는 DPA가 널리 사용되고 있다[1]~[14].
DPA는 그림 1과 같이 class AB로 동작하는 carrier amplifier와 class C로 동작하는 peaking amplifier를 병렬로 연결한 간단한 구조로 전력증폭기의 입력 전력 레벨에 따라 부하 임피던스가 달라지는 load modulation을 통해 동작하게 된다. 이를 통해 DPA는 주로 최대출력전력 영역과 back-off 영역에서 높은 효율을 얻을 수 있다[1]~[3]. Carrier amplifier와 peaking amplifier의 출력 신호는 각각의 출력 네트워크를 지나 combining node에서 결합되는데, 이때 combining node에서는 출력 신호의 전류가 최대로 흐르도록 하기 위해 peaking amplifier의 출력신호 위상인 θp와 carrier amplifier 출력신호 위상 θc가 적절한 위상차(phase difference)를 갖도록 하는 것이 중요하다. 이와 같이 원하는 위상 응답(phase response)을 얻기 위한 group delay engineering에 대한 연구가 진행되었다[4].
본 연구에서는 asymmetric Doherty 구조를 이용하여 back-off 영역을 6 dB에서 7.5 dB로 확장하였고, class C로 동작하는 peaking amplifier의 부족한 전류를 증가시켰다[5]. 출력 네트워크는 트랜지스터의 기생성분에 의한 대역감소를 방지하기 위해 기생성분을 포함하도록 하였고, carrier amplifier는 90°의 전기적 길이를 갖는 λ/4 임피던스 변환기로, peaking amplifier는 0°의 전기적 길이를 갖는 공진회로로 구성하여 3.3~4.3 GHz에서 동작하는 DPA를 설계하였다[6]. 추가로 이와 같이 설계한 DPA의 carrier amplifier 입력 네트워크에 group delay engineering을 위한 위상 제어 네트워크(PCN, phase control network)를 추가하여 출력 네트워크의 combining node에서 출력 신호의 전류를 최대로 흐르도록 설계하여 3.3~4.3 GHz 대역에서 최대출력전력 및 back-off 영역에서 효율을 향상시켰다.
최종적으로 설계한 DPA는 5G 통신 기지국에 적합한 GaN(gallium nitride) 트랜지스터를 이용하여 3.3~4.3 GHz 대역에서 41.5 dBm 이상의 최대출력전력 특성을 가지며, 7.5 dB back-off 영역에서 40.5 % 이상의 고효율 특성을 제작 및 실험을 통해 검증하였다.
II. 전력 증폭기 설계
본 연구에서는 carrier amplifier 및 peaking amplifier에 각각 cree사의 GaN(gallium nitride) 트랜지스터 6 W (CGH40006P) 및 10 W(CGH40010F)를 사용한 asymmetric doherty 구조를 이용하였다.
출력 네트워크는 carrier 및 peaking amplifier 모두 기생성분에 의한 대역감소를 방지하기 위해 트랜지스터의 기생성분을 포함하도록 네트워크를 구성하였다. Carrier amplifier의 출력 네트워크는 Ropt.c=37.5 Ω, 90°의 전기적 길이를 갖는 λ/4 임피던스 변환기로 구성하였고, peaking amplifier의 출력 네트워크는 트랜지스터의 기생성분을 제거하도록 Ropt.p=25 Ω, 0°의 전기적 길이를 갖는 공진회로로 구성하여 series line 없이 compact한 구조를 갖도록 설계하였다.
이와 같은 출력 네트워크는 VS(virtual stub), OCC(out-phased current combining), CCL(complex combining load) 등의 기법을 이용한 DPA들과 비교하여 ITR(impedance transform ratio)이 작아 광대역 구현에 용이하며 비교적 compact하게 구현할 수 있지만, 실질적인 output back-off level은 6 dB이다. 따라서 5G 통신에서 사용하는 PAPR 7.5 dB 신호에 대해서 average power에서 효율이 낮다는 단점이 있다. 이를 개선하기 위해 앞서 설명한 위상 제어 네트워크를 추가해 출력 네트워크의 combining node에서 최대출력전력을 증가시켰고, 이로 인해 output back-off 7.5 dB 지점의 출력전력 또한 증가하여 back-off 영역에서의 효율을 향상시켰다.
Group delay engineering을 위한 위상 제어 네트워크는 설계한 DPA의 출력 네트워크의 특성을 바꾸지 않고 그대로 유지하기 위해 그림 1과 같이 DPA의 carrier amplifier 입력 네트워크에 추가하였다. 또한 carrier 입력 네트워크에 추가하는 이유는 class AB로 동작하는 carrier amplifier가 class C로 동작하는 peaking amplifier보다 선형성 및 입력 반사계수 특성이 좋기 때문이다.
그림 2의 검정색 선은 위상 제어 네트워크를 추가하기 전 carrier 및 peaking amplifier의 위상차이인 θp-θc를 나타낸다. 여기에 위상 제어 네트워크를 추가함으로써 기대하는 각 주파수별 최대출력전력 Pmax(Ideal)을 내기 위해 필요한 위상차 θp-θc 특성은 그림 2의 파란색 점선으로 나타내었다. 또한 기대하는 Pmax(Ideal)보다 0.2 dB 작은 power를 위한 위상차는 그림 2의 회색 선으로 나타내었다. 결론적으로 위상 제어 네트워크를 통해 검정색 선으로 표시한 현재 DPA의 위상차 θp-θc를 회색선 안쪽으로 들어오도록 하면 overall하게 전체 주파수 대역에서 최대출력전력을 향상시킬 수 있다.
DPA의 위상차 θp-θc를 조절하기 위한 위상 제어 네트워크로 그림 3의 pi-type의 3차 BPF(band pass filter) 구조를 제시한다. 이 위상 제어 네트워크는 parallel LC, series LC, parallel LC 공진회로 구조로 구성된다.
식 (1)은 LC 공진회로에서 공진주파수 Fr 및 L, C의 관계에 대한 식이다.
식 (1)을 통해 그림 3의 위상 제어 네트워크는 공진주파수 Fr에 따라 다양한 조합의 Cs, Ls 그리고 Cp, Lp값을 가질 수 있다. 이를 통해 Fr 및 L, C값에 따라 다양한 형태의 위상응답(phase response)을 가질 수 있다.
그림 3의 위상 제어 네트워크를 설계한 DPA에 추가한 후 변수 Cs, Cp, Ls, Lp 및 공진주파수 Fr 값을 sweep하여 얻은 DPA의 출력신호의 위상차 θp-θc 특성을 그림 4에 나타내었다. 여기서 Cs, Cp, Ls, Lp 값은 위상 제어 네트워크가 기존 DPA의 임피던스에 주는 영향을 최소화하기 위해 입력 반사계수는 −10 dB 미만이 되도록 하는 범위 내에서 변경하였고, 공진주파수 Fr은 DPA의 동작주파수 범위인 3.3~4.3 GHz에서 변경하였다. 확인 결과, Cs가 클수록, Cp가 작을수록 주파수 변화에 따른 기울기를 크게 만들어낼 수 있으며, 공진주파수 Fr에 따라 다양한 DPA의 출력신호 위상차 θp-θc를 만들어 낼 수 있음을 확인하였다. 이와 같이 제안하는 pi-type의 3차 BPF 구조를 이용하여 자유도를 가지고 Cs, Cp, Ls, Lp 및 공진주파수 Fr을 변경하여 원하는 위상차 θp-θc를 만들어낼 수 있다. 본 논문에서 최종적으로 선정한 Cs, Cp, Ls, Lp 및 공진주파수 Fr을 적용하여 얻은 θp-θc 특성을 그림 4의 빨간색 선으로 표현하였고, 표 1에 해당 값들을 나타내었다.
| Fr (GHz) | Cs (pF) | Cp (pF) | Ls (nH) | Lp (nH) |
|---|---|---|---|---|
| 3.8 | 10 | 0.5 | 0.17 | 3.5 |
표 1의 값을 앞서 설계한 DPA 회로에 적용하여 확인한 θp -θc를 그림 2의 빨간색 선으로 나타내었다. low frequency 영역에서는 Pmax(Ideal)를 위한 위상차 θp-θc와 유사하게 구현하였고, high frequency 영역에서는 회색선 안쪽으로 들어오도록 하였다. 위상 제어 네트워크 추가 전후에 따른 최대출력전력 및 drain efficiency 변화는 그림 5와 같다. 여기서 drain efficiency는 도허티 전력증폭기가 주로 동작하는 7.5 dB output back-off 영역에서의 값이다. Carrier 및 peaking amplifier의 출력신호의 위상차이인 θp-θc를 조절함으로써 전 주파수 대역에서 최대출력전력 및 효율이 향상된 것을 확인할 수 있다.
한편 그림 5를 보면 위상 제어 네트워크를 추가함으로써 4.3 GHz에서 drain efficiency는 시뮬레이션 결과 감소했는데, 이는 class C로 동작하는 peaking amplifier의 non-linear phase distortion으로 인한 것이다. 주파수 및 출력전력이 증가하게 되면 transistor의 input capacitance가 증가하여 peaking amplifier가 더욱 capacitive하게 동작하게 된다. 위상 제어 네트워크를 추가함으로써 4.3 GHz 에서의 출력전력이 증가하였고, 이로 인해 drain efficiency가 감소하였다.
앞서 제안한 위상 제어 네트워크는 ideal component인 capacitor와 inductor로 구현한 것이다. Layout 및 PCB 제작을 위해서는 실제로 제작이 가능한 구조로 implementation이 필요하다. 그림 3의 Series LC component는 본 논문의 DPA 설계 주파수인 3.3~4.3 GHz에서 short circuit으로 동작하여 Implementation 과정에서 생략이 가능하다. 그림 3의 Parallel LC 공진회로는 fc=3.8 GHz에서 open circuit으로 동작한다. 따라서 fundamental frequency에서 open circuit으로 동작하는 λ/4길이의 transmission line과 Implementation 과정에서 생기는 오차에 대해 실제 측정시 튜닝의 용이성을 위해 bypass capacitor를 이용하여 short circuited shunt stub으로 Implementation하였다. 또한 transmission line을 implementation할 때 추가되는 cross junction 및 inter-connection 등에 의해 발생하는 phase error를 보정하기 위해 transmission line을 추가하였고, 이는 offset line의 역할을 하므로 peaking amplifier의 입력 네트워크에 위치한 offset line에 보상 및 반영하였다. 그림 6에 위상 제어 네트워크의 implementation 과정을 나타내었다. 그림 7은 ideal component로 구현한 위상 제어 네트워크와 이를 implementation한 위상 제어 네트워크의 주파수에 따른 위상 변화 특성을 나타낸 그래프이다. Implementation 전후의 위상 특성이 일치하는 것을 확인할 수 있다. 최종적으로 설계한 DPA의 최종 회로도는 그림 8에 나타내었다.
III. 제작 및 측정 결과
최종적으로 설계한 DPA의 제작된 사진은 그림 9에 나타내었다. PCB는 Rogers사의 RO4350B 기판을 사용하였으며, 유전율 3.78, 두께 20 mil, 회로의 크기는 63×60 mm2이다. Carrier amplifier와 peaking amplifier는 각각 cree사의 GaN 트랜지스터 CGH40006P와 CG2H40010F를 사용하였다. 입력신호는 Wilkinson power divider를 통해 동일하게 carrier 및 peaking amplifier로 분배되며, carrier amplifier의 gate voltage는 −3.0 V, 대기전류(quiescient current)는 40 mA로 설정하였고, peaking amplifier의 gate voltage는 −6.0 V로 설정하였다. Drain voltage는 carrier 및 peaking amplifier 모두 동일하게 28 V를 인가하였다. 제작된 DPA는 cw 신호를 이용하여 3.3~4.3 GHz 대역에서 peak power는 41.5~43.0 dBm, gain은 8.1~10.9 dB의 값을 가지며, drain efficiency는 peak power에서 53.6~62.3 %, 7.5 dB back-off 지점에서는 40.5~52.8 %를 얻었으며, 이를 그림 10에 나타내었다. 7.8 dB의 PAPR을 갖는 5G NR 100 MHz 64-QAM OFDM 신호를 이용하여 3.3~4.3 GHz 대역에서 측정한 DPA의 ACLR 및 gain, drain efficiency 측정 결과는 각각 그림 11 및 그림 12에 나타내었다. 7.5 dB back-off 지점에서 ACLR은 −20.9~−25.1 dBc을 얻었으며, gain은 7.6~7.9 dB, drain efficiency는 42.5~50.6 %를 얻었다. 표 2에 이번 연구와 관련된 이전 연구들과의 성능을 비교하였다. 제안하는 DPA가 이전 연구들의 결과와 비교하여 더 넓은 주파수 대역을 갖는다.
| Ref. |
Freq (GHz) |
Topology |
Gain (dB) |
Psat (dBm) |
Pavg (dBm) |
DEavg (%) |
ACLR (dBc) |
OBO (dB) |
FBW (%) |
Signal/BW [MHz] |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| [7] | 3.4~3.7 | Symmetric | 11.9~12.7 | 41.7~42.3 | 33.7 | 55.3~60.9 | −25.5 | 8.5 | 8.4 | 5G/100 |
| [8] | 3.4~3.6 | Asymmetric | 26.2~26.6 | 43 | 35 | 41.5~43.1 | −24 | 8 | 5.7 | LTE/20 |
| [9] | 3.3~3.55 | Asymmetric | 12~15 | 47.5 | 39 | 50.6 | −26 | 7.5~8.0 | 7.3 | LTE/20 |
| [10] | 3.5~3.6 | Asymmetric (CCL) | 10.7~11.5 | 42~43 | 35 | 48.0~48.5 | −31 | 7-8 | 2.8 | LTE/20 |
| [11] | 3.45~3.75 | Asymmetric (VS+OCC) | 9.5~11.8 | 41.8~43.8 | 34.6~36.8 | 33.3~54.1 | −25 | 7 | 8.3 | 5G/100 |
| [12] | 3.5~4.0 | Asymmetric | 10.4~11.8 | 43.8~44.7 | 36.5 | 45.5~565 | −24 | 7 | 13.3 | 5G/100 |
| [13] | 3.7~4.0 | Asymmetric (OCC+CCL) | 8.2~8.7 | 43.0~44.3 | 34 | 41.5~48.4 | −24 | 9 | 7.8 | 5G/100 |
| [14] | 3.3~4.2 | Asymmetric (VS) | 8.2~9.1 | 42.4~42.8 | 35 | 46.0~57.0 | −27.2 | 7.8 | 24.1 | 5G/100 |
| This work | 3.3~4.3 | Asymmetric (PCN) | 8.1~10.9 | 41.5~43.0 | 35 | 40.5~52.8 | −25.1 | 6.5~8.0 | 26.3 | 5G/100 |
DE: drain efficiency.
FBW: fractional bandwidth.
IV. 결 론
본 논문에서는 DPA의 최대출력전력 및 효율을 향상시키기 위해 carrier amplifier의 입력 네트워크에 위상 제어 네트워크를 추가한 DPA를 제시하였다. 본 논문에서 제시한 위상 제어 네트워크는 DPA의 동작주파수 대역에 대대역통과회로로 동작하여 DPA의 임피던스는 바꾸지 않으면서 DPA의 출력네트워크 combining node에서 carrier amplifier와 peaking amplifier의 위상차를 조절할 수 있다. 또한 layout 상에서 parallel하게 배치가 가능해 기존 설계한 회로에서 사이즈가 늘어나지 않으며 passive network로 추가적인 bias를 필요로 하지 않아 전력을 소모하지 않는다는 장점이 있다. 이 위상 제어 네트워크를 추가함으로써 5G 통신 주파수 n77 대역에서 최대출력전력 및 효율을 향상시켰다. 제작된 DPA는 cw 신호를 이용하여 3.3~4.3 GHz 대역에서 peak power는 41.5~43.0 dBm, Gain은 8.1~10.9 dB의 값을 가지며, DE는 peak power에서 53.6~62.3 %, 7.5 dB back-off 지점에서는 40.5~52.8 %를 얻었다.
