L대역 MFR용 완전디지털배열안테나의 송수신 구조 설계 및 정렬 방법

본 연구를 통해 구현한 디지털 TRM은 4채널의 송수신기를 포함한 쿼드팩(quad-pack) 구조이다. 소자 별로 송수신기를 배치하기 위해서는 구조가 단순하여 배열소자 간격 내에 각 채널의 송수신 회로가 배치되어야 한다. 이를 위해 송수신 경로는 단일소자 송수신기(one-chip transceiver)를 사용하여 소형화, 집적화를 이루었다. 인터페이스와 사용된 소자의 개수를 줄이기 위해 호모다인(homodyne, single conversion) 방식을 적용하였다. 송수신 RF는 기저신호에서 바로 RF 신호로 변환 또는 반대로 변환된다. 디지털 TRM은 크게 RF 회로와 디지털변환회로로 나누어져 있다^[8].

RF회로는 L대역의 RF 파형신호를 고출력으로 증폭하고, 저잡음으로 수신하는 기능을 담당하는 회로이다. 개별 배열소자는 디지털 TRM의 송수신채널에 각각 연결된다. 송신의 경우, 디지털변환회로로부터 입력되는 −10 dBm 크기의 L대역 송신 신호를 여러 단을 거쳐 증폭하여 최종 고출력증폭소자(HPA)로 전달한다. 최종 출력은 전체 사용 주파수 대역 내에서 56.1 dBm 이상이며, 고출력 송신 및 발열을 최소화하기 위해 고효율인 GaN 소재 기반 고출력증폭소자(HPA)를 사용하였다. 개별 고출력증폭소자의 드레인 효율은 65 & 이상이며, 이로 인해 제한된 면적에 4채널로 구성한 디지털 TRM이 공랭방식으로 동작할 수 있게 하였다. 수신은 연결된 배열소자로부터 수신 신호가 입력되면 LNA에서 저잡음 증폭 후에 대역필터를 거쳐 디지털변환회로 수신입력으로 전달된다. 수신이득은 RF 회로에서 37 dB, 디지털변환회로에서 10 dB를 가지도록 설계하였다. 수신경로 초단에는 리미터를 구성하여 송신 출력 시 리키지 신호가 수신 경로에 손상을 주는 것을 방지하고자 하였다.

디지털변환회로는 기저대역의 송신파형을 생성한 후 L대역 RF신호로 상향변환하여 RF 회로로 전달한다. 또한 수신의 경우, 수신신호를 하향변환하고, 디지털변환을 수행하여 디지털신호를 생성한다. 생성된 4개 수신 채널의 디지털수신신호는 전송하기 위해 직렬화 과정을 거친 후 광인터페이스롤 통해 광신호로 변환하여 외부로 전달된다. 디지털변환회로는 여러 가지 핵심기능을 수행하기 위해 FPGA(field programmable gate array)와 단일소자 송수신기(one-chip transceiver)로 구성한다. FPGA에서는 디지털신호의 처리와 타이밍 처리, 광신호 변환을 담당하고, 단일소자 송수신기에서는 송신파형을 생성하는 기능과 수신신호를 디지털화하는 기능을 수행한다. 단일소자 송수신기는 기존에 여러 개의 개별 소자로 구현해야 했던 기능을 통합하여 소형화, 집적화를 가능하게 하고, 단일 모듈 내에서 4개 채널의 ADC 기능을 담당한다.

제작된 형상은 그림 3과 같다. RF 입출력, LO 입력, 전원, 제어 커넥터는 모두 동일면에 배치하여 장탈착이 용이한 방식으로 구현하였다. 반대면에는 수신최종 출력인 광커넥터를 배치하였다. 공랭식 방열을 위해 디지털 TRM 하부에 GaN HPA를 배치하고, 열해석을 통해 결정된 방열핀을 같은 간격으로 배열하였다. 브릭형으로 설계하여 배열소자 간격 내에 모든 송수신채널이 배치될 수 있도록 하였다. 그림 4와 표 2에서 나타낸 바와 같이 제작 후 시험 결과, 송신출력은 최대 듀티비 10 &에서 L대역의 시험주파수 구간에서 56 dBm 이상 출력됨을 확인하였다. 수신이득은 RF 수신신호의 입력 후 디지털변환된 디지털 값의 크기로 환산하였을 시 47.6 dB로 측정되어 설계치 47±1 dB를 만족하였다.

디지털 TRM은 파형발생부터 수신디지털변환까지 수행하는 완전한 송수신기이므로 한 채널에서 발생한 송신신호를 다른 채널의 수신으로 입력하는 송수신 루프백 시험으로 기능을 검증하였다. 그림 5는 100 μs 펄스폭, 2.4 MHz 대역폭을 가지는 LFM(linear frequency modulation)의 송신펄스를 루프백으로 수신한 결과이다. Fc 주파수의 송신출력 신호를 감쇄기를 통해 수신기가 포화되지 않도록 크기를−48 dBm으로 조정하여 입력한 신호의 측정 결과이다. 그림 5(a), 그림 5(b)는 디지털로 변환된 기저대역 신호의 IQ를 시간축에서 크기와 위상으로 표현한 결과이고, 그림 5(c)는 IQ 값을 시간축에서 나타낸 그림이다. 그림 5(d)에서는 IQ 데이터를 수신 스펙트럼으로 변환한 결과로 기저대역에서 LFM 파형이 잘 형성되어 수신됨을 확인할 수 있었다.

디지털 TRM의 설계목표 및 시험 결과는 표 3과 같다.

완전디지털배열의 기본 구조는 각 배열소자 뒤에 바로 송수신기가 개별로 위치하는 형태이다. 그림 6과 같이 배열소자 뒤에는 디지털 TRM 내부 개별 송수신채널들이 하나씩 연결된다. 본 연구에서는 수평 방향으로 32EA, 수직방향으로 16EA를 배치하는 형태로 총 512EA 소자가 삼각배열로 구성되어 있다. 그림 6은 배열소자마다 송수신기가 분산형으로 배치되어 있는 형상을 나타내고 있다. 각 배열소자 별로 송신파형을 각자 생성하고, 수신 디지털변환이 개별로 이루어진다. 송수신 기능을 동작하게 하는 제어신호, 전원, LO신호 분배, CLK 분배 등은 4개 송수신기가 묶여있는 디지털 TRM 단위로 인가되어 제어 및 인터페이스의 효율성을 높였다.

디지털 TRM으로 구현된 디지털 배열 채널들이 디지털배열안테나로 기능하기 위해서는 각 배열소자 간의 위상 정렬이 이루어져야 한다. 배열소자의 정렬은 전체 소자 간의 안테나면에서 위상이 하나의 값으로 동일하게 설정되어 배열 안테나의 위상면이 정면을 향하도록 하는 것이다. 그러므로 각 배열소자의 정렬을 위해서 위상을 측정할 수 있는 구성요소가 있어야 한다. 또한 본 연구에서 적용된 소자는 전원이 재인가될 경우, 송수신 위상이 이전과는 다르게 임의로 변하는 특성을 가지고 있어 매 전원인가 과정에서 위상을 측정해야 할 필요가 있다.

기존의 능동 위상배열에서는 이를 네트워크 분석기 등의 계측기를 사용하여 측정할 수 있다. 안테나 내부에 파형을 발생하고, 빔 수신을 측정하는 지점을 분리해 내어 계측기의 신호를 인가하고 수신할 수 있기 때문이다. 그러나 본 연구에서는 분산형으로 송수신기가 구성되어 있고, 집적화된 디지털 TRM의 외부 인터페이스는 디지털 신호만이 존재하여 기존과 동일한 방법으로 측정하는 것이 불가능하다. 따라서 본 연구에서는 정렬을 위해 보정 송수신기를 제시하였다. 보정 송수신기는 배열소자 별로 구성된 채널과 시스템 클럭을 공유하여 전원이 인가된 상태에서 동기가 이루어진 상태로 커플링 경로 또는 안테나 측정 프로브를 통해 각 채널의 절대위상 측정이 가능하다.

보정 송수신기는 디지털 TRM을 구성하고 있는 송수신기 채널과 동일한 소자와 구조로 설계하였다. 이를 통해 소자의 차이로 인해 발생하는 오차를 최소화하고, 설계를 용이하게 하고자 했다. RF 입출력 단에 스위치를 배치하여 안테나 내부 커플링 경로를 통한 각 채널 측정 및 안테나 면의 프로브를 통한 측정을 동일한 송수신기가 수행하도록 하여 경로 차로 인한 오차를 최소화하였다. 그림 7은 보정 송수신기의 블록도 및 측정 경로를 나타내고 있다.

정렬은 다음과 같은 과정으로 이루어진다. 디지털배열안테나는 내부 커플링경로(보정경로)가 존재한다. 또한 외부 안테나면의 위상을 측정하기 위해서는 근접전계용 프로브를 이용한다. 안테나 정렬은 무반향 챔버 내에서 수행하여 외부 신호의 영향을 최소화한다. 우선 근접전계 프로브와 안테나 내부 커플링 경로는 모두 보정 송수신기에 연결한다. 각 채널의 능동소자를 하나씩 켜며 프로브를 이용하여 안테나면 기준의 정렬 위상을 측정한다. 바로 직후에 전원이 유지된 상태에서 보정경로를 통해 각 채널의 능동소자를 하나씩 켜며 기준 위상을 측정한다. 이를 송신, 수신경로로 분리하여 과정을 나타내면 다음과 같다.

그림 8은 송신 정렬을 수행하는 경로를 나타낸다.

첫 번째로 안테나면 기준으로 근접전계 프로브를 차례대로 개별 배열소자 정면으로 이동시켜 512개 배열소자의 위상을 측정한다. 이때 배열소자의 능동소자 즉 디지털 TRM의 송신채널을 해당 위치에서 하나씩 켜면서 이를 수행한다. 이 때의 파형은 측정하고자 하는 주파수의 CW (contiuous wave) 펄스이다. 이 측정 위상값이 $P_{A,1~512}^{TX}$ 이다. 측정이 완료된 직후에 안테나의 커플링 경로를 통해 송신채널을 하나씩 켜며 $P_{R,1~512}^{TX}$ 을 측정한다. 다음 식을 이용하여 절대위상 180°를 기준으로 정렬을 하기 위해 각 송신채널에 인가해 주어야 하는 차이값인 $P_{align,1~512}^{TX}$ 를 계산한다. 안테나를 제어하는 제어기의 메모리에 $P_{align,1~512}^{TX}$, $P_{R,1~512}^{TX}$을 장입한다.

두 번째는 안테나의 전원을 재인가한 이후에 앞 과정에서 측정한 값과는 다른 위상값으로 틀어진 배열소자의 위상을 재정렬하는 과정이다. 전원을 재인가한 이후 다시 안테나 커플링 경로를 통해 송신채널을 하나씩 켜며 위상을 측정한 값은 $P_{M,1~512}^{TX}$ 이다. 다음 식을 이용하여 안테나의 각 채널의 송신위상을 첫 번째에서 측정한 상태로 되돌리는데 필요한 위상인 $P_{\mathrm{cal},1~512}^{TX}$를 추출한다. 이 측정은 무반향 챔버에서 수행할 필요가 없으므로 매번 전원이 인가되는 순간마다 측정이 가능하다.

마지막으로 두 번째 측정된 값을 기준으로 각 배열소자의 송신위상은 다음 식을 통해 안테나면 기준으로 정렬을 적용하게 된다. 또한 여기에 더하여 안테나 조향각에 따른 각 배열소자의 위상값 $P_{\mathrm{steer},1~512}^{TX}$을 적용하여 최종 배열소자의 위상이 결정되고, 제어명령으로 송신파형을 발생하는 디지털 TRM에 전송된다.

그림 9는 수신 정렬을 수행하는 경로를 나타낸다. 송신의 경우와 유사한 과정을 수행한다. 이번에는 보정송수신기에서 생성한 측정하고자 하는 주파수의 CW 펄스 파형을 프로브를 사용하여 안테나면 기준으로 인가하고, 안테나 커플링 경로를 통해 인가하여 수신위상을 측정한다. 첫 번째는 무반향 챔버 내에서 근접전계 프로브를 개별 배열소자 정면으로 차례대로 이동해가며 안테나면 기준의 수신위상 $P_{A,1~512}^{RX}$ 를 측정한다. 바로 직후에 전원이 인가된 상태에서 커플링 경로로 파형을 인가한 후 $P_{R,1~512}^{RX}$ 를 측정한다. 이 때 배열소자 별 수신경로의 능동소자는 하나씩 켜거나 또는 동시에 측정해도 무방하다. 위 두 수신 위상값은 테이블로 안테나 제어기에 장입하여 이후 과정에서 사용한다. 두 번째도 마찬가지로 전원이 재인가된 이후에 커플링 경로를 통해 $P_{M,1~512}^{RX}$ 를 측정하고, 아래 수식에 의해 정렬이 재적용된 수신 위상값을 추출한다. 안테나의 수신 조향각에 따른 각 배열소자의 위상값 $P_{\mathrm{steer},1~512}^{TX}$을 적용한 후 계산된 최종 수신위상값은 디지털빔형성기로 전송되어 배열소자마다 입력되어 들어오는 디지털 수신신호에 적용되어 원하는 빔을 형성하게 된다. 각 과정에서 적용된 식은 다음과 같다.

본 연구에서는 첫 번째 과정인 프로브를 통해 정렬값, 기준값을 측정하는 과정을 안테나 제어기와 이와 연동하는 안테나 시험장치를 이용하여 자동으로 측정하도록 하였다. 두 번째, 세 번째 과정은 전원 인가 과정에서 안테나 제어기에서 배열소자 별로 자동으로 위상을 측정하고, 계산식을 적용하여 초기화 시 정렬이 이루어지도록 설계하여 제작하였다.

중심주파수 Fc에서의 송신 정렬 결과는 그림 10과 같다. 그림 10(a)와 그림 10(b)는 안테나 정렬 수행 전에 각 프로브 경로를 통해 안테나 기준면의 크기와 위상을 측정한 것이다. 그림 10(a)를 통해 배열소자 별 송신 크기가 각 채널 별로 1 dB 이내에서 일정하게 유지되고 있음을 알 수 있다. 그림 10(b)에서는 각 배열소자의 위상이 초기에는 모두 랜덤하게 다른 값을 가지고 있음을 보여주고 있다. 앞에서 제시한 송신경로의 정렬 과정을 수행하고 난 후의 결과는 그림 10(c)와 그림 10(d)와 같으며, 디지털배열안테나의 송신패턴을 측정 시 정면(boresight) 방향을 조향한 상태에서 측정한 전계를 가지고 계산 과정을 통해 안테나 면의 위상 정렬 상태를 추출한 결과이다. 정렬은 위상을 안테나면을 기준으로 같은 값으로 통일하는 과정으로 그림 10(d)와 같이 송신 위상 정렬이 수행되었음을 확인할 수 있다. 이 때 송신 정렬오차는 전체 채널에서 3° 이하이다. 그림 10(c)는 크기 편차를 나타내었다. 크기는 송신의 경우 유니폼(uniform) 분포를 사용하였으므로 1 dB 이내의 편차를 가지는 동일한 값임을 다시 확인할 수 있다.

중심주파수 Fc에서의 수신 정렬 결과는 그림 11과 같다. 송신과 마찬가지로 근접전계 프로브를 이용하여 안테나 면에 보정 송수신기에서 발생하는 기준파형을 인가하고, 디지털배열안테나에서 수신하였다. 개별 배열소자의 수신위상을 측정한 결과는 그림 11(b)와 같다. 정렬이 되기 전 수신 위상은 랜덤한 것을 확인할 수 있다. 그림 11(a)와 같이 수신이득은 1 dB 이하의 편차를 가지도록 구현하였다. 그림 11(c)와 그림 11(d)는 디지털배열안테나의 수신패턴을 측정 시 정면(boresight) 방향을 조향한 상태에서 측정한 전계로 안테나 면의 수신 정렬상태를 확인한 결과이다. 그림 11(d)와 같이 수신위상은 안테나면을 기준으로 3° 이내의 편차로 정렬되었음을 확인할 수 있다. 그림 11(c)는 크기를 나타내고 있으며, 수신의 경우, 테일러 30 dB(Taylor 30 dB) 분포를 사용한 결과를 측정을 통해 확인할 수 있다.

위 두 결과를 통해 송신정렬과 수신정렬이 설계한 대로 예상된 위상 오차 내에서 수행되었음을 확인할 수 있었다.

정렬이 완료된 상태를 확인 후 송신빔 패턴과 수신빔 패턴을 측정하였다. 플래너(planar) 근접전계 시험을 통해 측정된 데이터를 기준으로 원전계 패턴을 추출한 결과이다. 그림 12는 중심주파수 Fc에서의 송신패턴을 측정한 결과이다. 그림 12(a)는 정면 방향 조향 송신 빔패턴을 방위각(azimuth), 고각(elevation) 방향으로 자른 빔패턴을 보여주고 있다. 측정된 빔폭은 3.3°×5.6°이고, 부엽레벨(sidelobe level)은 −12.9 dB 이하이다. 이상적인 빔패턴 대비 송신 빔형성이 잘 이루어지고 있음을 확인할 수 있다. 송신 빔을 조향한 후 형성되는 결과는 그림 12(b)에서 확인할 수 있다. 정면 기준으로 방위각 방향 60°, 고각 방향 60°, 방위각 15°×고각 15°를 조향한 결과가 제시되어 있고, 조향 시 그레이팅 로브(grating lobe)나 부엽(sidelobe)의 발생이 설계한 대로 측정됨을 확인하였다.

그림 13은 중심주파수 Fc에서의 수신패턴을 측정한 결과이다. 그림 13(a)는 정면 방향 조향 시의 수신 빔패턴을 나타내고 있다. 수신의 경우, 테일러 분포 30 dB를 사용하므로 측정된 부엽레벨은 −29.4 dB 이하로 측정됨을 확인할 수 있었다. 이 때 측정된 수신빔폭은 4.1°×7.0° 이다. 수신의 경우, 완전디지털배열안테나에서 매우 유연하게 빔을 형성할 수 있다. 이를 검증하기 위해 중심 조향각을 기준으로 5개의 수신 멀티빔을 형성 후 측정한 결과가 그림 13(b)이다. Beam#5인 중심 빔으로부터 방위각 방향 0.609°, 고각 방향 1.388°의 이격을 가지는 빔을 4개 생성하여 중심빔을 포함하여 총 5개의 멀티빔을 형성하였다. U-V 도메인 상의 의도한 대로 수신빔이 정상적으로 형성됨을 확인할 수 있었다. 완전디지털배열안테나에서 생성할 수 있는 수신 멀티빔의 개수는 무한개이다. 하지만 무한개의 수신빔이 모두 필요하지는 않고, 시스템에서 설계된 의도나 목적에 맞추어 자유롭게 적절히 변경하여 사용하는 것이 가능하다.

송수신 빔패턴 측정을 통해 완전디지털배열안테나가 정상적으로 빔을 형성할 수 있으며, 수신의 경우 완전디지털배열안테나의 주요한 장점인 수신멀티빔을 형성하는 것이 가능하다는 것을 검증하였다.