Virtual Short-Stub와 Complex Combining Load를 이용한 3.4~4.4 GHz 고효율 비대칭 도허티 전력증폭기 설계

Ⅰ. 서 론

최근 무선 통신의 발달로 5G NR(new radio) 통신이 시작되면서 스마트폰과 같은 휴대기기뿐만 아니라, 의료기기, 제조 산업 등에 사용되는 기기까지 더하여 연동되는 기기가 4G보다 월등히 많고, 모두 대용량의 데이터와 빠른 통신 속도에 대한 요구가 더욱 커지고 있다. 5G 통신은 데이터 전송 속도를 증가시키기 위하여 신호의 주파수 대역이 넓어지고, 신호의 변조(modulation) 차수가 높아짐에 따라 변조 신호는 높은 PAPR(peak-to-average power ratio)를 가지게 되었다. 이에 따라 기지국 시스템에서는 전력증폭기의 평균 출력전력에서의 효율이 중요해지고 있다^[1]~[16].

도허티 전력증폭기는 회로의 구조가 단순하고 6 dB OBO(output power back-off)에서 높은 효율을 얻을 수 있어 널리 사용되고 있다. 하지만 기존의 도허티 전력증폭기는 트랜지스터의 기생 성분이나 λ/4 임피던스 트랜스포머(impedance transformer) 등에 의해 대역폭이 좁고 OBO가 6 dB까지만 가능한 한계점이 있다. 기존 도허티 전력증폭기의 낮은 OBO를 확장하기 위해서 Multi-way, Asymmetric 도허티 전력증폭기, OCC(out-phased current combining), CCL(complex combining load), VS(virtual short stub) 도허티 전력증폭기 등 연구가 활발히 진행되고 있다^[3]~[12]. 또한, 낮은 대역폭을 극복하기 위해서 기생 성분을 상쇄시키거나 보조 전력증폭기에 공진회로를 사용하는 MRC(multiple resonance circuit) 방법 등이 연구되었다^[13],[14].

본 논문에서는 결합 노드에서 복소부하를 사용하는 CCL과 낮은 전력에서 보조 전력증폭기의 임피던스를 활용하는 VS를 함께 적용하여 OBO를 기존 6 dB에서 7.5 dB로 확장하였으며, VS와 CCL을 함께 적용하여 부하 임피던스를 결정할 수 있는 파라미터를 제시하였다. 주 전력증폭기와 보조 전력증폭기의 매칭 네트워크를 트랜지스터의 기생성분을 활용하여 간단한 구조인 1단 L-section으로 구성하여 주파수 의존성을 최소화시키고, 3.4~4.4 GHz의 넓은 주파수 대역에서 트랜지스터에서 확인한 임피던스를 2 dB power contour내에서 확인하였다. 또한, Cree사의 GaN-HEMT 6 W CGH40006P소자와 10 W CG2H40010F 소자로 비대칭 구조를 활용하여 최대 출력 전력에서 주 전력증폭기의 전류와 보조 전력증폭기의 전류가 같아지게 함으로써 부하 변조가 정확하게 이루어지도록 하였다^[15].

Ⅱ. 전력증폭기 설계

그림 1은 트랜지스터를 전류원으로 등가한 간소화된 도허티 전력증폭기의 회로이다. R_opt,c와 R_opt,p는 각 전력증폭기의 최적 임피던스를 나타내며, βR_opt,c는 낮은 전력에서의 주 전력증폭기의 최적 임피던스이다. 주 전력증폭기의 매칭 네트워크(OMN_c)는 낮은 전력에서는 Z_c,low에서 βR_opt,c로 높은 전력에서는 Z_c,peak에서 R_opt,c로 임피던스를 변환해 주어야 한다. 보조 전력증폭기의 매칭 네트워크(OMN_p)는 낮은 전력에서는 꺼져있는 상태이므로 개방 상태의 무한대 임피던스가 아닌 리액턴스 jX_p를 제공해야 하고, 높은 전력에서는 Z_p,peak에서 R_opt,p로 임피던스를 변환해 주어야 한다. θ_c는 주 전력증폭기의 매칭 네트워크(OMN_c)의 phase delay이다.

그림 1. | Fig. 1. 간소화된 도허티 전력증폭기 블럭도 | Simplified Doherty power amplifier block diagram.

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OBO는 참고문헌 [11] 및 참고문헌 [12]를 참고하여 그림 1에 나타낸 주 전력증폭기의 파라미터 β, Γ_c${\Gamma }_c^{\prime }$, Z_c,low, Z_c,peak로 식 (1)~식 (4)으로 나타낼 수 있다.

Z_c,peak와 Z_p,peak는 높은 전력에서의 각 증폭기의 부하 임피던스로 결합 노드의 임피던스가 Z_L이므로 2Z_L이 되어야 한다. Z_c,low는 낮은 전력에서 jX_p와 Z_L이 병렬로 보이게 된다.

Z_c,peak와 Z_c,low를 앞서 구한 식 (3) 및 식 (4)에 대입하고 x_l=X_L/R_L, x_p=X_P/R_L로 나타낼 때, 식 (7)과 같은 수식을 구할 수 있다.

식 (7)으로부터 본 논문에서 목표하고자 하는 OBO 7.5 dB를 만족하기 위한 파라미터들을 표 1에 나타내었다.

그림 2는 표 1의 파라미터를 사용하여 설계한 제안하는 도허티 전력증폭기의 출력매칭 네트워크이다. Load-pull 시뮬레이션을 통해 R_opt,c와 R_opt,p는 각각 26.5 Ω, 20 Ω으로 결정하였다. R_L은 27 Ω으로 정하였고, OMN_c와 OMN_p 모두 기생성분을 포함하는 1단 L-section으로만 로드 네트워크를 구성하였다. OMN_c의 phase delay θ_c는 65°가 되도록 하였고, OMN_p는 낮은 전력일 때, 리액턴스 j41.45 Ω을 제공할 수 있도록 하였다. 또한, 부하 임피던스 Z_L에서 OCSS(open-circuited shunt stub)를 활용하여 Z_L에서 로드 임피던스가 28 Ω으로 되게 하여 포스트 매칭 네트워크를 구현하기 쉽게 하였다.

그림 2. | Fig. 2. 제안하는 도허티 전력증폭기의 매칭 네트워크 | Matching network of the proposed DPA.

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매칭 네트워크를 설계한 후, 그림 3에서 보는 것과 같이 3.4~4.4 GHz 넓은 대역에서 동작할 수 있도록 하기 위해 전력증폭기의 최적 임피던스 R_opt,c, R_opt,p, βR_opt,c들이 2 dB power contour안에 최대한 포함되도록 최적화를 진행하였다.

그림 3. | Fig. 3. 2 dB power contour내의 3.3~4.5 GHz 주파수 범위의 임피던스 시뮬레이션 결과 | Simulation results of impedance for 3.3~4.5 GHz frequency range within 2 dB power contour.

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Ⅲ. 제작 및 측정 결과

그림 4는 설계된 도허티 전력증폭기의 전체 회로도이다. 입력단에는 Wilkinson divider를 통해 각 전력증폭기에 동일한 입력이 인가되도록 하였다. 주 전력증폭기 앞단에는 offset line을 사용하여 주 전력증폭기와 보조 전력증폭기 간의 출력 전류 위상차를 보상해 주었다.

그림 4. | Fig. 4. 설계된 도허티 전력증폭기 전체 회로도 | Overall schematic of the designed Doherty power amplifier.

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그림 5는 제작된 도허티 전력증폭기 사진이다. PCB는 Rogers사의 RO4350B 기판을 사용하였고 유전율은 3.78, 동박의 두께는 20 mils이다. 전체 PCB의 크기는 65.5×58.5 mm²이다. 주 전력증폭기와 보조 전력증폭기에는 각각 Cree사 GaN-HEMT 6 W CGH40006P, 10 W CG2H40010F소자를 사용하였다. 주 전력증폭기와 보조 전력증폭기의 gate 전압은 −2.9 V와 −6 V가 사용되었고, drain 전압은 모두 28 V를 사용하였다.

그림 5. | Fig. 5. 제작된 도허티 전력증폭기 | Photograph of the implemented DPA.

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그림 6은 CW 신호를 사용하여 3.4~4.4 GHz에서 측정한 power gain과 DE(drain efficiency)를 나타낸 그래프이다. 제작된 전력증폭기는 최대 출력 전력 41.9~43.2 dBm에서 62.3~68.8 %의 DE를 얻었고, 7.5 dB의 확장된 OBO 영역에서 power gain 7~8.8 dB, 43.3~49.7 %의 DE를 얻었다.

그림 6. | Fig. 6. CW 신호를 사용하여 측정한 power gain과 DE | Measured power gain and DE using CW signal.

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그림 7은 CW 신호를 사용하였을 때 최대 전력에서의 효율과 OBO가 7.5 dB인 지점에서의 효율을 시뮬레이션 결과와 측정 결과를 비교하여 나타내었다.

그림 7. | Fig. 7. 3.4~4.4 GHz에서의 시뮬레이션과 측정 DE 결과 | Simulated and measured DE results at 3.4~4.4 GHz.

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그림 8은 7.8 dB의 PAPR을 갖는 5G NR 100 MHz 신호를 사용하여 측정한 결과이다. 3.45 GHz, 3.55 GHz, 3.75 GHz, 3.95 GHz, 4.15 GHz, 4.35 GHz에서 DE 48.3~54.3 %, Gain 7.2~7.8 dB를 얻었다. 또한, ACLR(adjacent channel leakage power ratio)은 평균 전력 35 dBm에서 −31.33~−22.1 dBc를 얻었다.

그림 8. | Fig. 8. 5G NR 100 MHz 신호를 사용하여 측정한 결과 | Results measured using 5G NR 100 MHz signal.

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표 2에서 본 논문에서 제작된 도허티 전력증폭기와 이전의 연구 결과들의 성능을 비교하였다. 제안된 도허티 전력증폭기는 3.4~4.4 GHz(FBW 25.6 %)로 이전의 연구 결과들과 비교하여 보다 넓은 주파수 대역에서 고효율의 특성을 보여준다.

Ⅳ. 결 론

본 논문에서는 VS와 CCL을 함께 사용하여 OBO를 확장시켰다. VS와 CCL을 함께 적용 시 단독으로 사용할 때보다 설계의 자유도가 생기며, 부하 임피던스를 결정할 수 있는 파라미터를 제시하였다. 넓은 주파수 대역을 설계하기 위해 간단한 구조인 1단 L-section을 사용하여 트랜지스터의 기생성분을 포함하는 매칭 네트워크를 구성하였으며, 2 dB power contour를 기반으로 넓은 주파수 대역의 부하 임피던스들이 contour안에 모두 포함될 수 있도록 하였다. 또한, 비대칭 구조를 사용하여 부하 변조가 정확하게 이루어지도록 하였다. 제작된 도허티 전력증폭기는 CW신호 사용시 41.9~43.2 dBm의 출력 전력, 7~8.8 dB의 gain을 얻었다. 최대 전력에서 62.3~68.8 %, OBO 7.5 dB 지점인 출력전력 35 dBm에서 43.3~49.7 %의 DE를 얻었다. 또한, 7.8 dB의 PAPR을 갖는 5G NR 100 MHz 신호를 사용하여 OBO 7.5 dB 지점인 출력전력 35 dBm에서 gain 7.2~7.8 dB, DE 48.3~54.3%, ACLR −31.33~−22.1 dBc를 얻었다.