94 GHz 수신 4채널, 송신 1채널 FMCW 레이다 시스템

Ⅰ. 서 론

최근 무인 이동체를 자율주행화하는 기술이 개발되고 있다. 자율주행시스템에 주로 사용되는 센서에는 카메라, 레이다, 라이다 센서가 있다. 카메라와 라이다는 고해상도를 제공하지만 악천후에 취약하다. 레이다는 앞서 설명한 두 가지 센서에 비해 해상도는 낮지만 악천후에서도 안정적으로 동작하기 때문에, 카메라와 상호 보완적으로 사용되고 있다^[1],[2].

본 논문에서는 본 연구진이 CMOS 공정으로 개발한 레이다 트랜시버 IC를 사용하여 제작한 송수신 모듈과 기저대역 신호를 처리하는 데이터 수집 보드를 결합한 FMCW 레이다 시스템을 제안한다. 아울러, 다채널 수신기를 이용하여 물체의 거리 및 각도 정보를 획득한 결과를 제시한다.

본 논문의 Ⅱ장에서는 레이다 송수신 모듈, Ⅲ장에서는 기저대역 데이터 수집 보드의 구조에 대해 설명하고 Ⅳ장에서는 안테나 배열 및 신호처리 알고리즘에 대해 서술한다. Ⅴ장에서는 측정 결과를, 마지막으로 Ⅵ장에서는 결론을 제시한다.

Ⅱ. 레이다 송수신 모듈

그림 1은 1채널 송신 모듈과 4채널 수신 모듈의 사진이다. 설계한 칩의 단일 채널 수신기 및 송신기 구조는 기 발표한 77 GHz 레이다 송수신 칩과 유사하다^[3]. 송수신 모듈 내부에 패키징된 칩은 그림 2와 같다. 개발한 송수신칩은 칩상 안테나 급전기를 내장하여 복잡한 mm파 패키징 작업 없이 간단하게 94 GHz 송수신 모듈 제작이 가능하다.

그림 1. | Fig. 1. 94 GHz 송수신 모듈 | 94 GHz TRX module.

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그림 2. | Fig. 2. 94 GHz 송수신칩 | 94 GHz TRX chip.

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그림 2는 송신칩 및 수신칩 사진이다. 송신기는 주파수 63 체배기 및 전력 증폭기로 구성되며, 수신기는 주파수 63 체배기, 저잡음 증폭기, 혼합기, 트랜스임피던스 증폭기로 구성된다. 주파수 63 체배기는 7 체배기 한 단과 3 체배기 두 단으로 구성된다. 7단 주입-잠금형 링 발진기에서 7개의 동일한 위상 차이를 가지는 신호를 만들고, 7-푸쉬 가산기를 통해 7차 고조파 성분을 얻는다. 3 체배기는 서브 하모닉 믹서를 기반으로 한다. 주파수 2 체배단을 분리하여 추가적인 위상차이를 만들어 내는 방식을 이용해 직교 신호 생성단이 요구되는 기존의 서브 하모닉 믹서 기반 주파수 3 체배기의 단점을 보완하였다. 전력 증폭기와 저잡음 증폭기는 차동 공통 소스 구조를 사용하였으며, 혼합기는 선형성과 노이즈, 전력소모에 강점이 있는 수동 구조를 사용하였다. 측정된 송신기의 출력 전력은 94.5 GHz에서 9.77 dBm이며, 소모 전력은 177.6 mW이다. 수신기의 변환 이득은 94.5 GHz에서 26 dB이다. 수신기의 전체 잡음 지수는 시뮬레이션 결과 1 MHz IF 주파수에서 8 dB이며, 4 채널 수신기의 전체 소모 전력은 480 mW이다.

본 논문의 시스템에서는 DDS에서 만들어진 기준 신호 1.5 GHz∼1.525 GHz의 톱니파가 칩 내부의 63 체배기를 거쳐 94.5 GHz ∼96.075 GHz가 되어, 칩상 안테나 급전기와 안테나의 슬롯 도파관을 통해 안테나로 급전되어 방사한다. 송신 모듈은 가로 27 mm, 세로 42 mm이고, 수신 모듈은 가로 36 mm, 세로 46 mm이며, 무게는 각각 8 g과 11 g이다.

Ⅲ. 기저대역 데이터 수집 보드

기저대역 데이터 수집 보드는 LO 신호공급부와 데이터수집부로 나뉜다. LO 신호공급부는 처프 신호를 생성하는 AD9915 DDS로 구성되어 있으며, DDS는 1.5 GHz에서 1.525 GHz까지 총 25 MHz를 50 μs 주기로 변조한다. DDS의 최대 출력 주파수는 위의 주파수를 출력할 수 없기 때문에 DDS 출력 파형의 2차 고조파 성분을 이용해 원하는 주파수 파형을 생성하였다. 수신칩에서 하향 변환된 표적 신호는 연산 증폭기로 구성된 증폭기 및 필터를 통해 26 dB의 추가 이득을 갖고 ADC3442 14 bit ADC 로 입력되며, 50 MSPS로 샘플링되어 Ultra96 FPGA에 수집된다^[4]. 그림 3은 송수신 모듈과 기저대역 데이터 수집 보드를 결합한 전체 구조도를 나타낸다.

그림 3. | Fig. 3. 94 GHz 레이다 시스템 구조도 | 94 GHz radar system diagram.

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Ⅳ. 안테나 배열 및 신호처리 알고리즘

4-1 송신 안테나

그림 4는 송신안테나 빔 패턴의 시뮬레이션 결과이다. 송신 안테나는 Rogers 5880 5 mil 기판에 제작되었고, 송신칩의 급전기에서 안테나의 중앙으로 급전하는 방식으로 설계되었다. 안테나의 빔 조향각은 수평 60°, 수직 30°를 만족하고 안테나 이득은 시뮬레이션상으로 11.54 dBi이며, 안테나의 대역폭은 약 3.3 GHz이다.

그림 4. | Fig. 4. 송신 안테나 특성 | Characteristics of TX antenna.

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4-2 수신 안테나

그림 5는 수신안테나 빔 패턴의 시뮬레이션 결과이다. 수신 안테나는 Rogers 3003 5 mil 기판에 제작되었고, 4채널 수신칩의 칩상 급전기에서 안테나 끝으로 급전하는 방식으로 설계되었다. 수신 안테나의 빔 조향각은 수평 66°, 수직 22°를 만족하고, 안테나 이득은 시뮬레이션상으로 11.24 dBi이며, 대역폭은 약 2.6 GHz이다.

그림 5. | Fig. 5. 수신 안테나 특성 | Characteristics of RX antenna.

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그림 6(a)는 수신부 4채널의 안테나 배열을 도식화한 것이다. 수신 안테나는 좌우상하 2×2 배열로 되어 있어 방위각 방향과 앙각 방향 모두 도래각 추정을 할 수 있다. ①번과 ③번 채널, ②번과 ④번 채널은 좌우 방향으로 각각 0.75 λ 간격으로 배치되어 있다. 또한 ①번 채널과 ②번 채널, ③번과 ④번 채널은 phase center 기준 1.5 λ 간격으로 배치되어 있다.

그림 6. | Fig. 6. 94 GHz 수신 안테나 배열 | 94 GHz RX antenna array.

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이 구조에 따라 ①번 채널을 기준으로 ①번과 ③번 채널 정보로 방위각을 추정하였다. 앙각을 추정하려면 ①번과 ②번 채널 정보를 사용해야 하는데, 이 두 채널 사이에 방위각과 앙각에 따른 위상 변화가 동시에 발생한다. 앙각 정보만 얻기 위해 그림 6(b)와 같이 ①번과 ③번 채널 중앙에 위치하면서 ②번 채널과 방위각 방향으로는 동상이 되는 가상 배열을 만들었다.

$$s_1=A_1{e}^{j{\omega }_1},s_2=A_2{e}^{j{\omega }_2},s_3=A_3{e}^{j{\omega }_3},s_4=A_4{e}^{j{\omega }_4}$$

(1)

$$s_{13}=A_{13}{e}^{j{\omega }_{13}}=\left(\frac{A_1+A_3}{2}\right)e^{j\left(\frac{{\omega }_1+{\omega }_3}{2}\right)}$$

(2)

각 채널 신호의 크기와 위상은 식 (1)처럼 표현될 수 있다. A₁, A₂, A₃, A₄는 각 신호의 크기를, ω₁, ω₂, ω₃, ω₄는 위상을 나타낸다. 가상 안테나 신호를 s₁₃이라고 하면 이 신호의 크기와 위상은 ①번과 ③번 채널 신호의 중간값이라고 가정할 수 있다. 따라서 s₁₃은 식 (2)로 나타난다.

Ⅴ. 측정 결과

완성된 송수신모듈과 데이터 수집 보드를 이용해 실제 목표물을 두고 측정을 진행하였다. 목표물은 15 m²(11.7 dBsm)의 RCS를 갖는 코너 리플렉터로 선정하였고 레이다 시스템으로부터 약 4.6 m 떨어진 지점에 위치시켰다. 그림 7은 측정 환경을 나타낸다.

그림 7. | Fig. 7. 측정 환경 | Measurement environment.

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레이다 시스템의 변수들은 표 1과 같다. ADC 샘플링 포인트는 한 처프당 2,500개이며, 이 중 452개 포인트를 잘라내고, 2,048개로 알고리즘을 수행한다. 한 프레임당 12개의 처프를 수집했고, 그림 8은 채널별로 12개 처프를 1D FFT한 뒤 4채널 결과를 평균을 취하여 나타낸 것이다. 레이다 시스템 검증을 위해 정지 표적을 측정하였기 때문에 표적 신호 외에도 벽 등 다수의 클러터 신호가 존재한다. 여러 신호 중 표적 위치에 해당하는 4.6 m에 해당하는 주파수 성분이 나타나는 것을 확인했다.

그림 8. | Fig. 8. 1D FFT 결과 | 1D FFT result.

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CFAR 알고리즘을 통해 선정된 인덱스에 도래각 추정 알고리즘을 적용한 결과는 그림 9와 같다. 표적 외에도 다수의 표적이 인식되었으나, 이러한 정지 표적은 향후 Doppler 프로세싱을 통해 제거 가능하므로, DoA 알고리즘의 검증을 위해 표적만 이동해 가며 DoA값을 추정하였다. 그림 9(a)는 방위각, 그림 9(b)는 앙각 그래프이며, 4.6 m에 위치한 표적 각도 정보를 확인할 수 있다. 이 상황을 표적이 방위각 방향으로 0°, 앙각 방향으로 0°에 위치해 있다고 보고 위상 보상을 진행하였다.

그림 9. | Fig. 9. 중앙에 위치한 타겟의 도래각 추정 결과 | DoA Result of the target located at the center.

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위와 같은 상황에서 표적을 왼쪽으로 약 10°, 오른쪽으로 약 8°씩 차례로 움직여 도래각 추정 알고리즘을 적용시켜 보았고 도출된 각도는 실제 위치와 유사하며, 결과값을 그림 10과 그림 11에 나타내었다.

그림 10. | Fig. 10. 왼쪽에 위치한 타겟의 도래각 추정 결과 | DoA result of the target located at the left side.

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그림 11. | Fig. 11. 오른쪽에 위치한 타겟의 도래각 추정 결과 | DoA result of the target located at the right side.

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Ⅵ. 결 론

본 논문은 65 nm CMOS 공정을 통해 제작된 트랜시버 칩을 사용하여 물체의 거리와 각도 정보를 알아내는 레이다 시스템을 제안하였다. 레이다의 수신부 안테나를 선형 배열이 아닌 2×2 배열을 사용하여 방위각과 앙각 정보를 알아낼 수 있도록 설계하였다. FFT 기반의 도래각 추정 알고리즘 결과값은 실제 타겟의 위치 정보와 유사한 것을 확인할 수 있었다. 움직이는 다중 타겟을 탐지하기 위해 레이다의 각도 해상도를 개선시키는 추가 연구가 필요하다.