Ⅰ. 서 론
DPA는 간단한 구조와 확장된 OBO 구간에서 고효율을 유지하여 현대 기지국 시스템에서 가장 널리 사용되고 있다. 하지만 5G 기지국 송신 시스템에 사용되는 5G NR 신호의 높은 PAPR로 인해 전통적인 DPA가 갖는 6 dB OBO를 확장시키려는 연구가 활발히 진행되고 있다[1]~[13]. 기존에는 DPA의 OBO를 확장하기 위해서 carrier 증폭기보다 peaking 증폭기가 더 높은 전력을 출력할 수 있게끔 multi-way[1], multi-stage[2], asymmetric[3] 구조의 DPA가 제안되었다. 이 중 asymmetric DPA는 carrier 증폭기보다 peaking 증폭기에 더 큰 cell을 사용하여 OBO를 확장할 수 있을 뿐만 아니라, Class-C의 낮은 피크 기본파 전류로 인해 기존 symmetric DPA에서 발생되는 load modulation 저하 현상을 보상할 수 있다. 하지만 구조적 특성상 큰 OBO를 갖기 위해서는 peaking 증폭기로 인가되는 전력을 상대적으로 크게 해야 하므로 비용의 증가와 이득의 감소 측면에서 한계점을 갖는다.
반면 advanced DPA라 불리는 VS(virtual stub), OCC(out-phased current combining) 또는 CCL(complex combining load) 방식의 DPA들은 OMN의 임피던스 매칭에 complex load impedance를 사용하여 큰 load modulation을 얻음으로써 OBO를 확장하기 때문에 asymmetric DPA의 한계점을 극복할 수 있다[4]~[6]. 하지만 symmetric 구조를 사용한 advanced DPA들은 Class-C peaking 증폭기의 상대적 출력저하 때문에 load modulation이 위축되는 현상을 겪기 때문에[4]~[7], 최근에는 asymmetric DPA와 advanced DPA를 모두 사용한 연구들이 진행되었다[8],[9].
DPA의 OBO를 확장시키는 연구와 동시에 대역을 개선시키기 위한 다양한 방법이 제시되었다[10],[11]. 참고문헌 [10]는 기존 carrier 증폭기에 들어가는 λ/4의 임피던스 인버터로 인해 주파수에 따른 임피던스 분산이 발생되는데 이를 보상하기 위해서 PMN(post matching network)에 dual frequency 매칭 회로를 사용하였다. 참고문헌 [11]에서는 input path에 group delay filter를 넣어 DPA의 결합 노드에서 주파수에 따라 결합되는 전류의 위상 차이를 넓은 주파수 대역에서 정합하였다. 그러나 이러한 연구들을 통한 결과를 보면 대역 개선의 한계가 명확히 노출되었으며 설계 복잡도도 증가하였다.
본 논문에서는 asymmetric 구조과 OCC 기술을 함께 이용하여 OBO를 확장함과 동시에 광대역 동작이 가능한 DPA 구조를 제안한다. 기존 연구 참고문헌 [6]에서는 OCC 기술을 이용해 OBO를 확장할 수는 있었지만 carrier와 peaking 증폭기에 같은 크기의 트랜지스터를 사용해서 앞서 언급된 symmetric DPA가 겪는 문제를 해결할 수 없다. 따라서 이를 해결하기 위해서 제안된 DPA는 asymmetric 구조가 적용되었다.
또한 협대역을 갖는 기존 연구들과 달리 본 논문에서는 광대역 DPA OMN 구조를 사용하여 대역을 확장하였다. 광대역 DPA OMN 설계를 위해 우선 DPA 동작이 가능한 정합 조건을 분석하기 위해 전송선로가 사용되었다. 하지만 이 과정에서 분석된 전송선로의 전기적 길이는 대역 특성이 좋지 못한 너무 긴 양의 값을 갖거나 실제로 구현할 수 없는 음의 값을 갖게 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 분석된 전송선로 기반 OMN을 집중 수동 소자로 변환 후 기생성분과 병합을 진행하였다. 그 결과, DPA의 OMN 역할이 가능하면서 간단한 구조를 갖는 여러 구조들이 나오게 되는데 본 논문에서는 이러한 과정에 대해 설명하고 각 구조의 대역특성을 비교하여 광대역 DPA 동작이 가능한 OMN 구조를 제안한다.
Ⅱ. 제안하는 Doherty 전력증폭기
그림 1은 전송선로로 분석된 비대칭 OCC DPA OMN의 diagram이다. DPA 동작영역에 따라 보여지는 임피던스를 분리하여 나타내고 있다. 간편한 분석을 위해서 carrier, peaking 증폭기는 기생성분이 없는 이상적인 전류원으로 가정하였다. 각 증폭기의 intrinsic plane의 임피던스는 각각 ZC, ZP로 표현하였고 이 값은 각 증폭기의 최적 임피던스와 동일하다. 그리고 OMN을 지나 보여지는 임피던스는 Z′C, Z′P로 표현하였다. 두 증폭기의 전류원에서 나오는 출력 전류의 크기와 위상을 IC∠θC, IP∠θP로, OMN을 지나 결합되는 전류의 크기와 위상을 각각 I′C∠θ′CI′P∠θ′P 로 정의하였다. RL은 결합 노드의 resistance이다.
DPA의 OBO는 식 (1)과 같이 정해진다.
a는 peaking과 carrier 증폭기의 결합 전류비(I′P/I′C)이고 k는 낮은 전력에서부터 높은 전력까지 carrier 증폭기의 임피던스 변환비이다. 전통적인 symmetric DPA에서는 a는 1, k는 2로 설정되어 6 dB의 OBO를 갖게 되지만 symmetric DPA 구조가 겪는 문제점으로 인해 실질적으로 a는 1보다 작은 값이 되어 OBO는 6 dB보다 작아진다.
DPA의 OBO 측면에서 가장 핵심적인 parameter인 k는 식 (2) 및 식 (3)과 유도된 ΓC에 의해 정의될 수 있다.
ΓC는 Z′C.peak와 Z′C.low를 통해 계산될 수 있고 이를 이용해 DPA의 부하 변조 parameter인 k를 정의할 수 있다. 결합 노드에서 발생된 k는 carrier 증폭기의 intrinsic plane에서도 동일하게 발생되어 DPA의 부하 변조가 이루어진다. Asymmetric DPA에서는 peaking 증폭기의 출력 전류를 높여 a를 증가시킴으로써 k가 a+1이 되게하여 OBO를 확장시킨다[4]~[6].
OCC DPA는 기존 DPA와 달리 carrier와 peaking 증폭기의 전류가 결합 될 때 위상차(θΔ)가 존재한다. θΔ 와 두 증폭기의 OMN에서 결합 노드를 바라본 임피던스 Z′C.peak 와 Z′P.peak 는 식 (4)~식 (6)과 같이 정의된다.
Symmetric 또는 asymmetric DPA에서 Z′C.peak 와 Z′P.peak 는 θΔ 가 0°이므로 허수값이 발생되지 않으나 OCC DPA에서는 θΔ 의 존재로 인해 Z′C.peak 와 Z′P.peak 의 허수값이 발생된다. 이 때 발생된 Z′C.peak 의 허수값은 식 (3)에 의해 k를 증가시키므로 OBO는 확장된다. 그림 2은 a와 θΔ 에 따른 DPA의 OBO 변화를 보여준다. 본 논문에서는 8 dB의 OBO를 위해 Asymmetric과 OCC 방식을 함께 사용하여 1.2의 a와 83°의 θΔ가 설정되었다. 설계에 사용된 design parameters는 표 1과 같다.
| OBO | a | RL | θ Δ | k |
| 8 dB | 1.2 | 50 Ω | 83° | 2.8 |
그림 1에 사용된 각 전송선로의 특성 임피던스와 전기적 길이를 정의하기 위해서 기본적인 2-port terminated TL의 수식과 참고문헌 [13]에서 언급된 단일 전송 선로를 이용한 real to complex impedance matching 수식을 사용하였다.
Carrier 증폭기의 OMN(OMNC)의 경우, TL1과 TL2로 구성된다. 저전력에서 OMNC는 kRopt.c(Z′C.low)에서 RL로 정합 되어야 하는데 이때 요구되는 TL1의 특성 임피던스와 전기적 길이는 2-port TL 수식을 이용해 정의되었다. 첨두 전력에서는 TL1에 의해 변환된 임피던스를 Z′C.peak 로 정합해야 하므로 TL2만을 이용해서 정합을 진행해야 한다. 이때 TL2의 특성 임피던스는 low power에서의 임피던스 매칭에 영향을 주지 않기 위해 RL로 설정되고 전기적 길이는 real to complex impedance matching condition에 의해 수식화 될 수 있다.
Peaking 증폭기 OMN(OMNP)의 경우 TL3, TL4, TL5로 구성된다. Peak power에서 OMNP는 Ropt.p(Z′P.peak)를 Z′P.peak 로 정합해야 한다. 따라서 앞서 OMNC 구조와 동일하게 TL4, TL5를 두어 정합이 완료된다. 하지만 저전력일 때, DPA는 Z′P.low 가 무한대의 임피던스를 가져야 하기 때문에 Ropt.p의 특성 임피던스를 갖는 TL3를 두어 첨두전력에서의 임피던스 정합에는 영향을 주지 않고 전기적 길이만을 조절해Z′P.low 가 무한대의 임피던스를 갖도록 한다. 따라서 표 2와 같이 비대칭 OCC DPA OMN는 designparameter들의 함수로 표현된 전송선로로 일반화될 수 있다. 등가된 전송선로 중 TL1, TL3 와 TL4의 전기적 길이는 오직 한 가지 값으로 고정되지만 TL2와 TL5는 음과 양의 전기적 길이를 동시에 갖는다.
| Characteristic impedance | Electrical length | |
| TL1 | ||
| TL2 | RL | |
| TL3 | Ropt.c / α | |
| TL4 | ||
| TL5 | ||
분석된 전송선로 기반 OMN에 트랜지스터 기생성분을 반영하면 실제 DPA 동작이 가능하지만 TL2, TL5에 양의 전기적 길이를 선택할 경우 대역 특성이 좋지 못하고, 음의 전기적 길이를 선택할 경우에는 실제로 구현할 수 없다는 단점이 존재한다. 따라서 이러한 단점을 해결하기 위해 전송선로로 등가 된 OMN을 집중 정수 소자 구성으로 바꿔 TL2, TL5의 전기적 길이 부호에 상관없이 OMN 구현이 가능하도록 한다.
그림 3은 TL의 전기적 길이 부호에 따라 등가 가능한 pi 구조 집중 정수 소자 모델의 2가지 type을 보여준다.
음의 전기적 길이를 갖는 경우에는 HP(high-pass) 구조의 pi 네트워크로 등가 가능하고, 양의 전기적 길이의 경우에는 LP(low-pass) 구조의 pi 네트워크로 등가가 가능하다. TL의 특성 임피던스가 Z0 전기적 길이가 θ일 때, 필요한 inductance와 capacitance는 중심 각 주파수 ω0를 이용하여 식 (7) 및 식 (8)을 통해 구할 수 있다.
앞서 표 2에 정의된 전송선로 기반 asymmetric OCC DPA에서 TL1, TL3, TL4는 양의 전기적 길이를 갖기 때문에 LP로 등가시키면 TL2, TL5의 전기적 길이 부호에 따라 표 3과 같이 4가지 type의 DPA OMN 조합이 얻어진다.
| Combination | OMNC | OMNP | |||
| TL1 | TL2 | TL3 | TL4 | TL5 | |
| Type 1 | LP | LP | LP | LP | LP |
| Type 2 | HP | ||||
| Type 3 | LP | HP | |||
| Type 4 | HP | ||||
집중 정수 소자 등가회로를 통해 제안된 전송선로 기반 DPA OMN을 SPN(simplified pi-network)으로 변환할 수 있다. 그림 4는 그 과정을 보여주고 있다. 그림 4(a)는 OMN을 구성하는 각 전송선로의 집중 정수 소자 등가회로를 나타낸다. TL2, TL5는 음과 양의 전기적 길이를 동시에 갖기 때문에 HP 또는 LP로 등가 될 수 있다. 그림 4(b)는 type 4 구조를 위해 TL2, TL5에 음의 전기적 길이를 선택하여 HP로 등가 후 회로망을 간단화 하는 과정이다. 이 회로에서 T-network를 Pi-network로 변화함으로써 회로망을 더욱 간단화 할 수 있다. 그림 4(c) 및 그림 4(d)는 회로가 간단해지는 과정을 보여준다. 같은 노드를 공유하는 병렬 소자들을 병합하고 병합된 구조에서 발생되는 T-network를 Pi-network로 변환하였다. 그림 4(e)는 Type 4의 SPN 형태이다. 다른 Type들에 대해서도 위 과정을 반복하면 서로 다른 구조의 SPN이 나오게 된다. 하지만 이 SPN에는 트랜지스터의 기생성분이 반영되어 있지 않았으므로 이를 추가로 반영해주는 과정이 필요하다.
SPN에 각 증폭기의 기생 성분을 포함하기 위해 그림 5처럼 (+) 기생성분과 이를 완벽하게 제거하는 가상의 (−) 기생성분을 추가한 뒤, (−) 기생성분과 SPN을 병합 및 T to Pi 변환하면 최종적으로 기생성분이 포함된 간단한 OMN을 얻을 수 있다.
본 연구에서는 carrier 증폭기에 CGH4006P, peaking증폭기에 CG2H40010F를 사용하였다. 각 증폭기의 기생 성분은 Cout(output capacitance), Lbond(wire bonding), Cpack (package capacitance)로 구성된 Pi 구조로 모델링하였다. 그림 6은 제안된 broadband DPA OMN을 나타낸다. 표 1의 design parameters와 center frequency 3.6 GHz를 대입하여 각 Type에 따라 pi구조에 필요한 리액턴스값과 그것의 ECL(equivalent lumped component)의 값이 표 4에 제시되었다.
OMN type에 따른 대역 특성을 확인하기 위해서 ZΔ(ω), δ(ω) 을 식 (9) 및 식 (10)과 같이 정의하였다.
ZΔ(ω)는 중심 각 주파수 ω0의 임피던스를 기준으로 주파수 변화에 따른 임피던스 변화에 대해 정의되었고, 이를 이용해 δ(ω)을 확인하였다. 대역 성능이 좋은 DPA를 설계하기 위해선 목표 대역 내에서 δ(ω)이 크게 변하지 않아야 한다. 그림 7은 OMN Type에 따른 목표 대역 내에서 δ(ω)를 보여주고 있다. 그림 7(a) 및 그림 7(b)는 각각 carrier 증폭기 low와 peak power에서 δ(ω)이다. 그림 7(a)에서 Type 4를 제외한 다른 구조들은 낮은 주파수에서 급격한 δ(ω)변화를 겪는 것을 알 수 있고 그림 7(b)에서도 Type 4를 제외한 다른 구조들이 높은 주파수와 낮은 주파수에서 모두 급격한 δ(ω) 변화를 보이는 것을 알 수 있다. 그림 7(c)에서는 Peaking 증폭기의 Peak power에서 δ(ω)를 알 수 있다. 4.2 GHz에서는 Type 1의 δ(ω)이 가장 작지만 3.0 GHz에서 Type 4를 제외하고는 모두 3 이상의 δ(ω)이 확인되었다. 따라서 3.0~4.2 GHz 대역 내에서 대역적으로 균일한 성능을 유도하기 위해서 Type 4 구조를 선택하는 것이 최선이라고 볼 수 있다.
집중 정수 소자 기반의 OMN들의 대역 특성을 비교해 대역적으로 우수한 구조인 type 4를 확인하였다. 하지만 type 4의 경우 직렬 인덕터가 사용되어 OMN의 loss 측면에서 단점이 존재한다. 이러한 부분을 해결하기 위해 Type 4에 사용된 집중 정수 소자를 전송선로와 캐패시터를 이용해 대체하였고 component의 Q값으로 인한 loss를 줄이고자 결합 노드에서의 두 병렬 소 (XC3,XP3)를 병합하였다.
그림 8은 전송선로와 캐패시터를 이용해 구현된 Type 4구조의 OMN이다. 직렬 인덕터는 50 Ω의 특성 임피던스와 44°의 전기적 길이를 갖는 전송선로로 변환되었고, 병렬 인덕터의 경우 50 Ω의 특성 임피던스를 갖는 Short stub로 대체되었다.
DPA에서 PMN은 선택사항이다. 실제로 제안된 DPA 구조는 design parameter 중 RL을 50 Ω으로 설정하여 PMN이 필요 없는 조건이다. 하지만 광대역 DPA에서는 결합 노드에서의 임피던스가 주파수 마다 달라지므로 이러한 점이 고려된 PMN 설계가 필요하다. 따라서 본 논문에서는 결합 노드에서의 주파수에 따른 임피던스인 ZL(ω)를 확인 후 이를 50 Ω에 정합하는 PMN 설계 방식을 제안한다.
시뮬레이션을 통해 ZL(ω) 를 확인한 결과, 표 5와 같이 낮은 주파수에서 50 Ω 근처에 위치하고 주파수가 증가할수록 50 Ω에서 크게 벗어나 있는 것을 볼 수 있다. 따라서 낮은 주파수에서는 정합의 영향을 덜 주고, 높은 주파수에서는 영향이 큰 LP(low-pass) 구조의 PMN을 설계하였다.
| Frequency (GHz) | 3.0 | 3.4 | 3.8 | 4.2 |
| ZL(ω) | 47-j8 | 44-j5 | 38-j4 | 30-j1 |
그림 9는 설계된 LP 구조의 PMN이다. PMN을 사용하지 않으면 그림 10(a)처럼 ZL(ω)는 고주파수에서 50 Ω에서 크게 벗어나 VSWR 1.6 원 내부에 오게 되나, PMN을 사용한다면 그림 10(b)에서처럼 1.15의 VSWR 원을 갖게 되어 대역적으로 유리한 정합 결과를 얻을 수 있다.
Ⅲ. 제작 및 측정 결과
제안된 DPA를 검증하기 위해서 그림 11의 회로도와 같이 DPA를 설계하였고, 그림 12와 같이 20 mil의 substrate 두께를 갖는 Rogers사의 RO4350b를 이용해 PCB를 제작하였다. 제작된 PCB는 5.1×6.7 cm2의 크기를 갖고 있다. Wilkinson divider를 사용해 입력 전력을 carrier와 peaking 증폭기에 각각 1:1로 분배했다. IMN(Input matching network)은 트랜지스터의 바로 앞 단에 width가 매우 크고, length가 작은 전송선로를 두어 낮은 입력 임피던스를 상대적으로 높은 임피던스로 변환 후 short stub과 open stub 사용을 통해 공진회로를 구성하여 50 Ω에 매칭되도록 설계되었다. Peaking 증폭기의 IMN에는 위상 보상 라인을 추가하여 peak power에서 두 증폭기가 의도된 위상차로 결합되게 하였다. carrier, peaking 증폭기의 게이트 바이어스(VGS)는 각각 −3.1 V와 −5.5 V를 사용하였고 드레인 바이어스(VDD)는 28 V를 인가하였다.
그림 13는 측정과 시뮬레이션을 통해 얻은 S-parameter를 비교해서 보이고 있다. 측정 결과, 3.0~4.2 GHz에서 S21은 9.8~12.7 dB, S11은 −10 dB 미만임을 확인하였다.
그림 14는 제안된 DPA의 출력 전력에 따른 DE와 이득 성능을 보여준다. 그림 14(a)는 1-tone 신호를 사용한 시뮬레이션 결과이다. 그림 14(b)는 CW 신호를 사용해 측정한 결과를 나타낸다. 최대 출력 전력 42.0~43.4 dBm에서 55.1~65.9 %의 DE와, 8 dB의 OBO에서 6.6~10.8 dB의 Gain과 43.1~53.7 % DE를 확인할 수 있다. 그림 14(c)는 7.8 dB의 PAPR과 100 MHz의 대역폭을 갖는 5G NR 신호를 이용해 측정한 결과이다. 3.05~4.15 GHz 대역에서 평균전력 34~35.4 dBm 일 때, 45~55 % DE와 6.6~9.8 dB의 gain을 얻었다.
그림 15는 5G NR 신호를 사용해 측정한 DPA의 선형성을 보여준다. 그림 15(a)를 통해 출력 전력에 따른 ACLR을 주파수 별로 보여주고 있다. 평균전력에서 −23.2~−34.3 dBc의 ACLR을 확인하였다. 그림 15(b)는 평균전력 35 dBm과 3.65 GHz에서 측정된 스펙트럼(PSD: power spectral densitie)이다. DPD적용 후, ACLR은 −50 dBc 이하로 기존보다 약 17 dB 개선되었다.
표 6을 통해 이전에 보고된 DPA 연구들과 본 연구의 성능을 비교하였다. 5G NR 신호를 사용한 연구들과 비교해 본 논문에서는 제안된 DPA는 넓은 FBW(fractional bandwidth)를 갖고 있고, FBW가 가장 높은 참고문헌 [14]와 비교해서는 더 높은 중심 주파수와 확장된 OBO를 갖는다.
| Ref. | FREQ. (GHz) | Topology | FBW (%) | PSAT (dBm) | DEAVG (%) | ACLR (dBc) | OBO (dB) | PAPR (dB) | SIGNAL / BW (MHz) |
| [5] | 2.2 | Symmetric OCC | - | 43.6 | 50.7 | −50.3 | 9 | 8 | LTE / 20 |
| [7] | 3.4~3.7 | Symmetric VS+OCC | 8.4 | 41.2~42.3 | 55.0~61.0 | −42.6 | 8.5 | 7.9 | 5G NR / 100 |
| [8] | 1.68 | Asymmetric CCL | - | 43.5 | 56.4 | −48 | 9.5 | 9.6 | LTE / 10 |
| [9] | 3.3~4.2 | Asymmetric VS | 24 | 42.4~42.8 | 46.0~57.0 | −49.6 | 7.8 | 7.8 | 5G NR / 100 |
| [10] | 2.4~3.7 | Symmetric structure | 42.6 | 42.0~44.5 | 49.7~61.4 | −48.9 | 6 | 6.5 | LTE / 20 |
| [12] | 3.7~4.0 | Symmetric CCL+OCC | 7.8 | 43.0~44.3 | 41.5~48.4 | −49.0 | 9 | 7.8 | 5G NR / 100 |
| This work | 3.0~4.2 | Asymmetric OCC | 33 | 42.0~43.4 | 45.0~55.3 | −50 | 8 | 7.8 | 5G NR / 100 |
Ⅳ. 결 론
본 연구에서는 asymmetric 구조와 OCC를 적용하여 8 dB의 확장된 OBO와 광대역 OMN 구조를 갖는 DPA를 설계하였다. 제안된 DPA의 정합 조건을 분석하기 위해 전송선로가 사용되었고 이때 필요한 특성 임피던스와 전기적 길이는 design parameter들의 함수로 일반화 하였다. 광대역 설계를 위해 분석된 TL을 전기적 길이에 따라 집중 정수 소자 구성으로 등가하여 병합 및 T-to-pi 변환을 통해 SPN으로 간략화 하는 것을 보였고, 여기에 트랜지스터의 기생성분을 반영하여 최종적인 SPN을 도출하였다.
Intrinsic plane에서 carrier와 peaking 증폭기의 δ(ω)을 정의해 4가지 Type을 갖는 기생성분이 포함된 SPN들의 대역 특성을 분석한 결과, 대역적으로 유리한 구조인 Type 4를 선택하였다. 또한, 완성된 DPA OMN의 결합 노드에서 주파수에 따른 결합 임피던스를 찾은 뒤 이를 50 Ω으로 매칭하는 PMN을 통해 광대역 DPA를 설계하였다.
제안된 DPA의 실험적 검증을 위해 100 MHz의 대역폭과 7.8 dB의 PAPR을 갖는 5G NR 신호를 이용해 측정한 결과, 33.3 %의 FBW에 해당하는 3.0~4.2 GHz 대역에서 평균전력 34~35.4 dBm 일 때, 45.0~55.3 %의 높은 DE와 6.6~9.8 dB의 gain, −23.2~−34.3 dBc의 ACLR을 확인하였다. DPD를 적용하면 3.65 GHz에서 ACLR −50 dBc까지 개선할 수 있었다.
