5G NR 통신을 위한 GaAs HBT 3.5 GHz 대역 도허티 전력 증폭기

I. 서 론

5G NR(new radio)는 현대 무선 통신에 있어 중추적인 기술로서, 기존 4G LTE보다 더 높은 데이터 전송률, 낮은 지연 시간, 그리고 향상된 연결 능력을 제공한다. 5G NR은 다양한 주파수 대역에서 작동 가능하며, 이 중 sub-6 GHz 대역은 주요 통신 연결을 위해 사용된다. Sub-6 GHz n78 대역은 3.3~3.8 GHz 주파수 범위를 포함하며, 특히 아시아와 유럽에서 인기 있는 5G 주파수 대역이다^[1]. 통신용 전력 증폭기는 무선 통신 시스템의 핵심 구성 요소로서, 신호의 전력을 증폭시켜 원하는 거리까지 전송할 수 있게 한다. 특히 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)과 같은 다중 반송파 시스템에서는 신호의 피크-평균 전력 비율(peak-to-average power ratio, PAPR)이 높을 수 있다. 이러한 높은 PAPR 값을 처리하기 위해 전력증폭기는 피크 값을 처리할 수 있는 출력 능력이 필요하지만, 평균 전력에서는 백오프된 상태에서 동작한다. 도허티 전력증폭기는 백오프된 전력에서 높은 전력 효율을 갖는 특성으로 그 유용성이 많은 주목을 받고 있다^[2]~[5]. 도허티 전력증폭기는 두 개의 증폭기 - 메인 및 보조 증폭기 -로 구성되며, 이는 높은 백오프 전력 효율성을 달성하는데 중요한 역할을 한다. 본 논문에서는 GaAs HBT 공정을 이용하여 sub-6 GHz 5G NR n78 대역을 위한 도허티 전력 증폭기의 설계를 제시한다. Ⅱ장에서 도허티 전력 증폭기 설계 방법에 대해 설명하고, Ⅲ장에서는 전력증폭기는 5G NR 신호를 사용하여 검증하고 측정 결과를 제시한다.

II. 도허티 전력증폭기 설계

그림 1은 도허티 전력 증폭기의 동작을 설명한다. 각 전류원 I_C와 I_P는 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기를 나타낸다. 이때 각 증폭기의 출력 부하 임피던스는 다음 식 (1) 및 식 (2)와 같이 나타낼 수 있다^[6].

그림 1. | Fig. 1. 도허티 증폭기의 로드 임피던스 변환 | The transformation of load impedance in a Doherty amplifier.

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여기서 Z_load는 도허티 증폭기의 부하 임피던스이며, Z_T는 전송선로의 특성 임피던스이다. 각 증폭기의 동작점은 캐리어 증폭기의 경우 class-AB로 바이어스되고 피킹 증폭기의 경우 class-C로 바이어스된다.

낮은 입력 전력에서는 피킹 증폭기는 turn-off 상태로 Z_C는 $Z_T^2/Z_{load}$Z_P는 매우 높은 임피던스를 갖게 된다. 결과적으로 캐리어 증폭기의 출력 부하 임피던스는 기존 증폭기에 비해 2배 더 큰 값을 보게 되며 낮은 출력 전력에서도 더 효율적으로 동작할 수 있도록 해준다. 높은 입력 전력에서는 피킹 증폭기가 활성화되어 임피던스가 감소하면서 전체 시스템의 출력 부하 임피던스도 감소하여 더 많은 전력을 처리할 수 있게 된다.

그림 2는 도허티 전력 증폭기의 회로도이다. 첫째 단의 드라이브 증폭기는 전력 분배기를 통해 전력단의 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기로 전력을 전달한다. 전력단의 출력 네트워크는 식 (1) 및 식 (2)에 따라 부하 임피던스 변환을 하도록 설계된다. 로드-풀 시뮬레이션을 통해 전력단 R_opt는 12 Ω으로 결정되었으며 전체 도허티의 부하 임피던스가 R_opt/2가 되도록 설계되었다. 캐리어 증폭기의 출력단에 λ/4 임피던스 변환기는 λ/4 전송선의 경우 크기와 손실이 크기 때문에 칩에 구현하기 어렵워 등가적으로 집중소자 L, C로 구현되었다. λ/4 임피던스 변환기는 전력 매칭과 로드 임피던스 변환이 수행되어 임피던스는 24Ω으로 변환된다. 낮은 전력과 높은 전력에서의 부하 임피던스는 그림 3(a) 및 그림 3(b)에 나타내었으며 시뮬레이션 된 부하 임피던스 변환은 그림 3(c)에 나타내었다. 피킹 증폭기의 입력단에는 캐리어 증폭기와 위상차 보상을 위한 집중소자 L, C로 구현된 λ/4 라인이 적용된다. 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기는 각각 높은 출력 전력과 효율을 위해 Class-AB와 Class-C로 동작한다. 높은 선형성을 위해 드라이브 증폭기는 Class-A로 동작하며 피킹 증폭기의 출력에 2차 고조파 차단 필터가 사용된다^[7]. λ/4 변환기는 C-L-C π타입으로 설계되었으며 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기가 컬렉터 전압을 공유할 수 있어 L_CC를 통해 단일로 컬렉터 바이어스를 공유하여 불필요한 복잡성을 제거하고 크기를 줄인다. 캐리어 증폭기의 출력 캐패시터 C_out,c는 C_c1과 통합되며 피킹 증폭기의 출력 캐패시터C_out,p 및 2차 고조파 차단 필터는 C_c2와 통합된다. 이러한 통합은 그림 3(d)에 나타낸 대로 낮은 출력 전력에서 피킹 증폭기의 출력 임피던스를 높은 임피던스로 변환하여 전력 효율을 최적화한다.

그림 2. | Fig. 2. 도허티 전력증폭기 회로도 | Schematic of Doherty power amplifier.

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그림 3. | Fig. 3. (a) 낮은 전력 및 (b) 높은 전력에서 도허티 전력증폭기 부하 임피던스, (c) 시뮬레이션된 부하 임피던스 변환, (d) 피킹 증폭기의 출력 임피던스 | (a) Output matching of the Doherty power amplifier at low power, (b) high power, (c) simulated load impedance variation, and (d) output impedance of the peaking amplifier.

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III. 시뮬레이션 및 측정 결과

그림 4는 500-nm GaAs HBT 공정을 이용하여 제작한 칩 사진을 나타내며, 제작된 회로의 크기는 3×2 mm²이다. 그림 5은 설계된 도허티 전력 증폭기의 S-파라미터 시뮬레이션 결과 및 측정값이다. 3.5 GHz 대역에서 S₁₁ 및 S₂₂는 −10 dB 이하로 측정되었으며, S₂₁은 25 dB 이상으로 측정되었다. 그림 6는 3.5 GHz에서의 one-tone 시뮬레이션 및 측정 효율을 나타낸다. 최대 출력 전력은 27.6 dBm로 측정되었으며, 최대 출력 전력에서 측정된 효율은 34.3 %이다. 최대 출력 전력에서 6 dB 백오프된 전력에서 측정된 효율은 25 %이다. 그림 7 및 그림 8은 5G NR 100 MHz 64-QAM 변조신호를 이용하여 측정된 EVM과 ACPR을 보여준다. 3.5 GHz 대역에서는 EVM −25 dB의 선형 평균 출력 전력은 22.1 dBm이며 이때의 ACPR은 −30.1 dBc를 보여준다. 표 1은 도허티 전력 증폭기의 성능을 요약한 결과를 보여준다.

그림 4. | Fig. 4. 제작된 GaAs 도허티 전력 증폭기의 현미경사진 | Photomicrograph of GaAs Doherty PA.

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그림 5. | Fig. 5. 이득 및 매칭 시뮬레이션 & 측정 결과 | Gain simulation & measurement results.

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그림 6. | Fig. 6. One-tone P_1dB & 전력 부가 효율 시뮬레이션 & 측정 결과 | P_1dB & PAE simulation & measurement results.

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그림 7. | Fig. 7. 64QAM, 100-MHz 신호에 대한 측정된 ACPR 파형 | Measured ACPR waveforms for a 64QAM, 100-MHz signal at 3.5 GHz.

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그림 8. | Fig. 8. 5G NR FR1 1CC(100 MHz BW) EVM 측정 결과 | EVM measurement results.

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IV. 결 론

본 논문에서 GaAs 500-nm 공정을 이용하여 sub-6 GHz 대역 도허티 전력 증폭기를 설계 및 제작하였다. 제작한 전력 증폭기의 크기는 3,000 μm×2,000 μm이고, 26.56 dB의 이득을 가지며, 10 dB 이상의 입력 및 출력 반사 손실, 27.6 dBm의 포화 전력, 34.3 %의 피크 전력 부가 효율 및 23.18 %의 선형 전력 부하 효율의 결과를 가진다.