Ⅰ. 서 론
레이다는 전자파를 복사하여 목표 물체의 표면으로부터 반사되는 전자파의 에코를 수신하고, 표적정보를 수집하는 장치이다. 최근 RF 소자 및 디지털 기술의 비약적인 발전으로 레이다는 더욱 첨단화되고, 고 정밀 고 기동 다기능의 임무 수행이 가능하게 되었다. 따라서 빔 운용 방법도 기계식 회전방식에서 위상배열 안테나를 이용한 전자식 빔 조향 방식으로 전환되고 있다[1]. 이는 경제성 면에서 다소 불리하나, 표적의 탐지 속도, 정확도뿐만 아니라, 다중표적 탐지가 가능한 강력한 기능을 보유할 수 있게 되었다[2]. 그러나 배열 복사 소자의 빔 조향각 허용범위 한계 때문에 레이다의 배치에 제한을 받고 있다.
예로, 함정 탑재 빔 조향 안테나는 보통 4개 세트로 이루어져 있다. 이 중에는 운행 중 적의 공격으로부터 1개 세트가 파손되면 수평면상 90°의 사각 영역이 생성된다. 양 측면에서 각각 일부 각도만큼 빔 조향 보완을 위해서는 개별 소자의 빔 광각화를 이루어야 한다.
따라서, 본 논문에서는 이러한 결점을 보완하기 위해 새로운 개념의 3차원 레이다 빔 운용 방식을 제시하고, 이에 수반되는 광각 빔 조향이 가능한 구형 도파관에 릿지 구조를 적용한 광각용 도파관 안테나를 설계하고, 이를 이용하여 1×8 배열 안테나의 수평면상에서 120°의 빔 조향 특성을 얻고자 하였다. 이에 대한 연구 과정에 대해 기술하고자 한다.
Ⅱ. 본 론
기존의 함정 탑재 3차원 레이다는 안테나를 90° 간격으로 4면에 배치하여 방위각 방향으로 360° 전 방향을 탐지할 수 있도록 운용하고 있다. 그러나 4면 중 1면이라도 동작 불능 상태가 되면 해당 90° 영역은 탐지가 불가능하다. 동작 불능을 야기하는 원인으로는 자체 기능 불량이 있을 수 있고, 고출력 재밍 피폭에 의한 기구적 파손을 예로 들 수 있다[3].
본 논문에서 제시하고자 하는 3차원 레이다 빔 운용 방식은 그림 1(a)와 같은 6각 배열 구조의 레이다로 1면당 120°의 조향 영역을 갖는다고 가정하면, 3면으로 360° 전방향 탐지가 가능하고, 그림 1(b)와 같이, 최대 3면 동작 불능 시에도 다른 이웃 안테나로 대체 운용이 가능하다. 또한, 6면 모두 가동 시 6개의 중첩 빔을 형성(중첩 빔 360°)하여 어떤 한 방향으로의 이득을 극대화시킬 수 있다. 따라서, 이와 같이 중복 및 운용 방식을 채택한 레이다는 한쪽 면이 동작 불능 시 양 측면 안테나로부터 동작 불능에 의한 사각 지대를 커버할 수 있어 운용의 신뢰성을 높일 수 있다.
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먼저, 앞서 제시한 설계 목표인 빔 조향 폭 120°를 얻기 위해서는 배열 소자의 빔폭이 120°가 되어야한다. 개별 소자 안테나를 도파관 안테나로 선정할 경우, 개구면 크기를 축소시켜 광각화를 이루고자 하였다. 표준 도파관 WR-90의 경우, X-band(설계 중심주파수 9.375 GHz, λ= 3.2 cm) 구형 도파관의 폭 a는 22.86 mm, 높이 b는 10.16 mm이다. 광각 빔을 얻기 위해 개구면을 축소시켰으며, 이때 TE10 모드에서 높이 b는 비교적 자유롭게 줄일 수 있는 반면에 폭 a는 차단주파수를 포함한 감쇠 영역을 피해서 설계하여야 한다. 따라서 TE10 모드인 경우, 그림 2에서 폭 a가 18.8 mm 일 때 차단주파수는 (fc)10 = c/2a ≃ 8 GHz이다. 높이 b는 8 mm로 설정하였다. 여기서 c는 빛의 속도이다.
여러 개의 복사 소자를 배열할 경우, 커넥터 및 케이블에 의해 배열 간격에 제한을 주기 때문에 그림 3(a)와 같이 도파관 끝면 급전을 고려하여 설계하였다. 끝면 급전(end-launch)[4],[5]에 있어서 임피던스 매칭을 위해 단락 부분을 테이퍼링시켰다. 그림 3에 끝면 급전구조에 대한 단면 구조, 전계 분포, 반사손실 시뮬레이션 결과를 나타내었다.
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설계 주파수 9.375 GHz에서 삽입손실은 0.1 dB 이하, S11은 −40 dB 이하로 정합되었다.
그림 4에는 축소형 도파관 안테나의 방사패턴 시뮬레이션 결과를 나타내었다. 빔 폭은 E-plane 방향으로 128°, H-plane에 대하여 68°를 얻었다.
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다음은, 더욱 향상된 빔 광각화 특성을 위해 개구면의 릿지를 이용하여 소형화하고자 하였다. 축소형 릿지 도파관 안테나는 섭동이론(perturbation theory)[6],[7]에 의해 그림 5에 나타낸 바와 같이, 전계 에너지가 강한 부분에 릿지를 위치시키면 공진 주파수가 하향하여, 동일 설계 주파수에서 도파관 폭이 줄어질 수 있고, 릿지 간격이 좁을수록 도파관 폭을 더욱 줄일 수 있다. 이로써, 높이와 폭의 크기를 훨씬 줄일 수 있다.
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그림 6(a)에 나타낸 바와 같이, 도파관 내에 이중 릿지를 삽입시켰으며, 도파관의 높이 b를 8 mm로, 폭 a는 더 작은 14 mm로 줄였다. 여기서, 급전은 끝면 급전 방법을 채택하였다. 릿지 삽입 도파관 안테나의 단면 구조 및 전계 분포, 치수, 반사손실의 시뮬레이션 결과를 그림 6에 나타내었다. 시뮬레이션 결과, 주파수 9.375 GHz에서 −30 dB의 S11을 확보하였다.
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그림 7에는 릿지 삽입 도파관 안테나의 방사패턴 시뮬레이션 결과를 나타내었다. 빔 폭은 E-plane 방향으로 136°, H-plane에 대하여 84.4°를 얻었다. 축소형 도파관 안테나 대비 광각의 빔 폭을 얻음을 확인하였다.
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축소된 도파관 안테나와 비교하여 E-plane 8°, H-plane 16.4°의 광각화 특성을 얻었다.
제안된 안테나 개구면은 ‘H’ 형태의 구조를 적용함으로써, 14 mm × 8 mm 크기로 축소시켜, 구형 표준 도파관 대비 52 %의 소형화율을 얻었다. 또한, 일부 유사한 방법으로 설계한 참고문헌 [8]은 X-band에서의 광각 스캐닝을 위한 보우타이 슬롯 도파관 안테나로, 개구 형태는 광대역 특성을 위한 보우 타이 형태이며, 크기는 16 mm × 10.51 mm를 갖는다. 빔 조향 각도는 ± 45° 특성을 갖는다. 제안한 안테나는 ± 60°의 빔 조향각 특성을 보였다. 이에 대한 결과를 표 1에 나타내었다.
Standard waveguide | Ref. [8] | Designed antenna | |
---|---|---|---|
Aperture structure | Rectangular | Bow-tie | H-shape |
Aperture size [mm] | 22.86×10.16 | 16×10.5 | 14×8 |
Beamwidth (single element) [°] | E-plane: 97.4 H-plane: 60.6 | - | E-plane: 136 H-plane: 84.4 |
Beam steering angle[°] | - | ± 45 | ± 60 |
그림 8(a)에 나타낸 바와 같이, 그림 6의 릿지 삽입 도파관 안테나를 수평 방향으로 16 mm 간격으로 8개 배열하고 양 끝단에 빔의 왜곡을 막기 위해 더미 안테나를 추가 배치하였다. 안테나 배열 형상 및 예로, 5번째 안테나의 반사손실(return loss)의 시뮬레이션 결과를 그림 8에 나타내었다. 시뮬레이션 결과, −10 dB 대역폭은 9.3 GHz ∼9.55 GHz(2.7%)를 얻었다.
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다음으로, 릿지 삽입 도파관 배열 안테나의 8배열 복사소자에 각각 위상차를 두어 −72°에서 72°까지 조향한 결과를 그림 9에 나타내었다. 빔은 12° 간격으로 조향되었다. 여기서, 빔이 광각으로 조향될수록 이득이 감소하고, 빔 폭이 커지는 것을 확인할 수 있다.
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그림 10에 나타낸 바와 같이, 1×8 배열 축소형 릿지 도파관 안테나를 제작하고, 이를 조립하여 제 특성을 측정하였다. 안테나의 좁은 면 벽의 두께는 4 mm, 넓은 면 벽의 두께는 0.5 mm의 알루미늄(aluminum)을 사용하여 제작하였다. 시험 장소는 ㈜엠티지 패턴 측정 시설을 활용하였다. 그림 11에는 5번째 안테나의 반사손실(return loss)의 측정 결과를 나타내었다. 측정 결과, −10 dB 대역폭은 9.16 GHz∼9.66 GHz(5.3%)를 얻었다.
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그림 12에는 9.375 GHz에서의 시뮬레이션 방사패턴과 9.05 GHz에서 9.70 GHz까지 9개 주파수에 대해 중간 5번째 소자에 대한 방사 패턴 측정 결과를 나타내었다.
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이득의 시뮬레이션 결과는 5.53 dBi, 측정 결과는 5.08 dBi를 얻었다. E-plane 빔 폭 시뮬레이션 결과는 118.4°이었고, 측정 결과는 120.9°로 나타났다. H-plane 빔 폭 시뮬레이션 결과는 93.2°이고, 측정 결과는 89.7°로 나타났다. 시뮬레이션에는 커넥터 손실을 고려하지 않았기 때문에 0.49 dB의 이득차가 나는 것을 확인하였다.
빔 조향 실험을 위해 그림 13에 나타낸 바와 같이, 빔 조향각 0°, 15°, 30°, 45°, 60°의 전력 분배 위상 변이기를 제작하였다. 기판은 Taconic사의 TLX-8 테플론 기판을 사용하였고, 두께는 t=0.8 mm, ϵr=2.55이다. 마이크로스트립 라인의 패턴은 충남대학교 전파공학과 에칭 장비를 활용하였고, 커넥터는 중심 도체가 0.5 mm인 SMA를 사용하였다. 측정은 Agilent사의 5730A VNA를 활용하였다. 실제 5가지에 대해 모두 측정하였으나, 한 예로 빔 조향각 30°에 대한 위상 변이기 특성 결과를 그림 14(b)∼그림 14(e)에 나타내었다. 반사손실은 1∼8번을 정합시키고, 입력(input) 포트에서 측정하였으며, 진폭 밸런스는 주파수 9.375 GHz에서 해당되는 진폭을 재배열하였다. 전력 분배 위상 변이기는 빔 조향(30°)을 위해 각 포트에 할당된 계산한 위상값과 시뮬레이션 위상값 그리고 측정된 위상값을 동시에 나타내었다. 반사손실의 측정값은 −19 dB 이하의 특성을 얻었고, 진폭은 ±2 dB의 변화를 나타내었다. 위상은 ±10° 이내로 변하였다. 빔 조향각에 따른 위상 밸런스는 ±13° 범위 내의 결과를 얻었다.
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1×8 배열 복사 소자에 대한 빔 조향 특성을 확인하기 위해 그림 15와 같이, 전력 분배 위상 변이기를 적용하여 근접전계 측정을 수행하였다. 측정은 ㈜엠티지 본사의 3 m×4 m 근접전계 시험시설을 활용하여 측정하였다.
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빔 조향각 30°(BSA=30°)에 대한 근접전계 측정 결과를 그림 16에 나타낸 바와 같이, 3D far-field 복사패턴과 E-plane 패턴으로 나타내었다.
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시뮬레이션 이득은 13.4 dBi이고, 측정이득은 11.3 dBi 이다. 전력 분배 위상 조절기의 평균 삽입손실은 1.6 dB이다. 커넥터 손실 0.4 dB 및 진폭/위상 오차(error)를 감안하면 이득 차이 2.1 dB는 예측 가능한 범위이다.
빔 조향 패턴의 근접 전계 측정 결과를 그림 17에 나타내었다. 빔 조향 패턴은 0°, 15°, 30°에서 최대치를 나타내었으며, 양호한 조향 특성을 나타내었다. 여기서 점선으로 나타낸 패턴을 1×8 배열 상태에서의 5번째 안테나 방사패턴을 나타내었다.
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Ⅲ. 결 론
본 논문에서는 중첩 빔을 사용한 레이다의 향상된 새로운 운용 개념을 제시하였고, 이를 구현하기 위해 광각의 빔 조향이 가능한 축소형 릿지 혼 안테나를 설계 및 측정하였다.
릿지 도파관 복사소자의 크기는 광각 빔조향을 위해 개구면의 폭을 14 mm, 높이를 8 mm로 축소시켰으며, 다음으로 1×8 배열안테나를 설계하고 제작하였으며, E- plane 120°, H-plane 89.7°의 빔 폭을 얻었다.
또한, 전력 분배 위상 변이기를 이용한 빔 조향 특성 측정 결과, 조향각 0°, 15°, 30°, 45°, 60°에 대하여 잘 일치함을 확인하였다.
따라서, 이와 같은 배열 안테나를 6각 면에 배치하면, 1개 면이 동작 불능 시 양 측면에서 보완이 가능하며, 평상시는 이득 증가 효과를 얻을 수 있음을 확인하였다. 이는 레이다의 운용방안과 향후 경제성을 고려한 초 광각 빔 조향 레이다에 응용될 수 있을 것으로 판단된다.